一种宽带异相功率放大器及其设计方法

技术领域

本发明涉及射频微波通信领域，涉及一种宽带异相功率放大器及其设计方法，具体是一种可以在宽频段范围内工作的高效率可重构异相功率放大器。

背景技术

随着雷达，无线通信技术，物联网等技术的迅速发展，射频微波技术在人们的日常生活中越来越重要。为了在有限的频谱带宽内传输尽可能大的数据量，射频微波接受发射系统通常需要采用非常复杂的调制方式，而这会导致信号的峰值平均比(简称峰均比)变大，即信号包络会剧烈变化。传统的功率放大器形式如A类、AB类虽然能实现高保真放大，但是对于非恒包络信号的放大效率很低，尤其是在大功率回退的时候。因此，针对高峰均比信号应用，能同时兼顾高效率和高线性度的射频功率放大器成为学术界和工业界的研究热点之一。

异相功率放大器因能在保持输出信号高线性度的同时实现高效放大调制信号，从而得到射频微波功功率放大器研究人员的广泛重视。异相功率放大器包括上下两个子放大器，其工作时候由信号调理电路预先将基带信号进行上变频和预放大，并且分成两路具有恒定幅度、相位不同的调制信号进行激励。由于输入端激励信号的幅度恒定，因此可以采用D类、E类、J类等开关式放大器作为子放大器的选择，从而保证了高放大效率。紧接着，通过一个输出端合成器将两路等幅异相的信号进行合并，可重新还原输入的调制信号的波形，进而达到在高效放大信号的同时实现高线性度。但是，由于反向放大器整体效率是子放大器放大效率与输出合成器合成效率的乘积，于是，为了保证高效率我们采用无隔离输出合成器对两路信号进行高效合并。但是，该种形式的合成器(Chreix合成器)会对两个子功放引入无功虚部。为了消除上述虚部对其效率造成的影响，一个经典的Chireix异相功率放大器需要在输出端为子放大器提供合适的虚部补偿和阻抗匹配。最近，一种基于非等长传输线结构也能实现异相功率放大器的功能，其原理是利用非等长传输线来消除由非隔离组合网络引起的无功虚部的影响。这种设计方法的好处是省掉了额外的虚部补偿网络，仅仅用非等长传输线就可以实现大幅度降低了异相放大器的设计复杂度。

然而，随着通信技术的快速发展，各种调制方式相继出现，各运营商能获得的授权频率也各不相同。为了提升通信系统对各种制式信号的适应性，亟须研制出能支持多频带工作的宽带高效率功率放大器。宽带异相向功率放大器也理所当然的成为了学术界和工业界研究的热点。但是，经典的设计方法中，阻抗变换结构和电抗补充网络都是窄带的，因此限制了异相放大器整体的工作带宽。受制于前期相关设计理论的不完善，目前有关宽带异相功率放大器的设计方案在业界基本属于空白。

针对目前现有技术中存在的不足，实有必要进行研究，以提供一种通用的关于宽带率异相放大器的解决方案。

发明内容

本发明的一个目的在于针对现有技术的不足，提供一种可以在宽频段内工作的异相高效功率放大器。通过对基于非等长传输线的异相单频功率放大器的各个部分进行宽带设计，从而实现宽带功能。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用最新的基于非等长传输线的功率合成结构来进行配置。该放大器的核心包括宽带输入匹配电路，寄生电容补偿电路，宽带可重构功率合成电路，以及后匹配电路。其中输入匹配电路采用实频优化算法进行设计。可以在宽频内有限匹配晶体管输入阻抗。寄生电容补偿电路采用并联传输线方式实现，在补偿晶体管寄生电容的同时用来给晶体管漏极供电。宽带可重构功率合成电路中采用可调电容来保证不同频率下上下两路独特的特征阻抗和相位关系。后匹配电路用来提供不同频率下的最优负载阻抗。最后通过输入不同频率的等幅异相信号，来使得宽带异相功率放大器进行工作。本发明在高效率宽带功率放大器的应用背景下，采用可重构技术，填补了宽带异相功率放大器的设计空白，具有结构简单，实用性强，便于推广的优点。

具体如下：

一种宽带异相功率放大器，包括两路宽带输入匹配电路，两个功率放大器，两路寄生电容补偿电路，宽带可重构功率合成电路，以及后匹配电路。

所述两路宽带输入匹配电路的输入为不同频率的等幅异相信号，其结构完全相同，每一路均包括顺序连接的第一串联传输线，第一并联传输线，第二串联传输线，第二并联传输线，第三串联传输线。优选的，第一并联传输线的一端与第一串联传输线的一端、第二串联传输线的一端连接，第一并联传输线的另一端与栅极偏置网络V

所述两路寄生电容补偿电路结构相同，每一路仅包括第三并联传输线。第三并联传输线的一端与其中一个功率放大器的输出端、宽带可重构功率合成电路的输入端并联，另一端与漏极偏置网络V

所述宽带可重构功率合成电路由上下两路组成，每一路均采用T型结构，T型结构由第四串联传输线，第一并联可调电容，第五串联传输线构成。优选的，第四串联传输线的一端与第五串联传输线的一端、第一并联可调电容的一端连接，第一并联可调电容的另一端接地；第四串联传输线的另一端作为宽带可重构功率合成电路的输入端口，上下两路T型结构的第五串联传输线的另一端相连后作为宽带可重构功率合成电路的输出端口。

作为优选，同一路T型结构的第四串联传输线与第五串联传输线结构相同。

作为优选，上下两路的第四串联传输线与第五串联传输线特征阻抗相同，第一并联可调电容结构相同。

作为优选，上下两路的第四串联传输线的电长度不同。

作为优选，上下两路的第五串联传输线的电长度不同。

所述后匹配电路包括顺序连接的第六串联传输线，第四并联传输线，第七串联传输线，第五并联传输线，第八串联传输线。优选的，第四并联传输线的一端与第六串联传输线的一端、第七串联传输线的一端连接，第四并联传输线的另一端开路；第五并联传输线的一端与第七串联传输线的另一端、第八串联传输线的一端连接，第五并联传输线的另一端开路；第四并联传输线的另一端作为后匹配电路的输入端，第八串联传输线的另一端作为后匹配电路的输出端；后匹配电路的输入端与宽带可重构功率合成电路的输出端连接。

作为优选，功率放大器均为基本放大器，可以采用AB类、B类等多种高效率功率放大器形式。更为优选，放大器采用独立晶体管。

作为优选，第一并联可调电容由六个二极管组成三个背靠背二极管组，中间通过串联一个电感L和电阻R来与直流电相连，以提升整体击穿电压，具体是第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阳极连接，第二二极管D2的阴极与第三二极管D3的阳极连接，第三二极管D3的阴极与第四二极管D4的阴极、电感L的一端连接，第四二极管D4的阳极与第五二极管D2的阴极连接，第五二极管D5的阳极与第六二极管D6的阴极连接，第六二极管D6的阳极接地。电感L的另一端与电阻R的一端连接，电阻R的另一端与直流电的正极连接，直流电的负极接地。

作为优选，所述栅极偏置网络和漏极偏置网络为功率放大器晶体管提供偏置电压，将功率放大器晶体管偏置到深AB类。

作为优选，所述宽带输入匹配电路的输入端即为宽带可重构异相功率放大器的输入端，所述后匹配电路的输出端即为宽带可重构异相功率放大器的输出端。更为优选地，所述宽带输入匹配电路的输入端和后匹配电路的输出端均串联一个耦合电容。

本发明的另一个目的是提供上述宽带可重构异相功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：

步骤一：调试两个相同标准的AB类功率放大器作为功率放大器，并作宽带输入匹配电路。

步骤二：调试功率合成电路，在中心频率点对上下两路的T型结构进行选择设计。T型结构依次由第四串联传输线，第一并联可调电容，第五串联传输线构成。其中，第四串联传输线和第五串联传输线结构相同。在中心频率处，首先对第一并联可调电容的容值进行选取，之后计算出第四串联传输线和第五串联传输线的电长度和特征阻抗，使上下两路T型结构的等效电长度关于90°中心对称，等效特征阻抗相同。之后再根据频段范围确定可调电容的变化范围并进行可调电容的设计。

步骤三：调试寄生电容补偿电路，在工作频段范围内选取一个可以兼顾各个频点的补偿电抗值并通过选取合适的第三并联传输线来进行实现。

步骤四：调试后匹配电路，先确定功率合成电路在每个频点的最佳负载阻抗，再考虑整个电路的二次谐波阻抗后，对后匹配电路进行整合设计。

步骤五：将调试好的宽带输入匹配电路，寄生电容补偿电路，功率合成电路，后匹配电路组合起来实现宽带可重构异相功率放大器。

本发明的有益效果是：在基于非等长传输线的功率合成结构的基础上，采用可重构结构来替换非等长传输线，在不同频点处，通过输入不同的偏置电压来调整电容，使得上下两路的等效特征阻抗始终相同，等效电长度关于90°中心对称。之后围绕工作频段进行输入匹配和后匹配的宽带设计，并对晶体管寄生电容进行补偿。最终实现宽带可调的功能。

附图说明

图1是本发明中的一种宽带异相功率放大器的结构示意图。

图2是本发明中一种基于非等长传输线的功率组合器的结构示意图。

图3是本发明中一种可重构结构与单节传输线的对比示意图，其中(a)单节传输线，(b)T型结构。

图4本发明中宽带可重构功率组合器的结构示意图。

图5本发明中可调电容的结构示意图。

图6是利用ADS软件模拟本发明在宽频带(2.4GHz-2.8GHz)范围内的仿真结果示意图。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。

针对宽带异相功率放大器领域的空白，申请人对基于非等长传输线的异相单频带结构进行深入的研究，申请人发现可以通过用可重构结构来替代非等长传输线来实现宽带可调的功能，具体示意图参见图1。

图1所示为本发明中的一种宽带可重构异相功率放大器的结构示意图，主要由宽带输入匹配电路，功率放大器，寄生电容补偿电路，宽带可重构功率合成电路，以及后匹配电路组成。其中宽带输入匹配电路用于保证信号低损耗传输，寄生电容补偿电路用来补偿晶体管封装带来的寄生效应，宽带可重构功率合成电路和后匹配电路用来将两路信号高效率的合成输出。

图2所示为一种基于非等长传输线的功率组合器的结构示意图。对于这种结构来说，需要严格满足如下关系：

Z

其中，Z

通过选取合适的

但是，对于这种结构，当归一化频率变化之后，上下两条传输线的相位不在保持

对于组合器的上路，其实际的电长度随归一化频率的变化关系为：

对于组合器的下路，其实际的电长度随归一化频率的变化关系为：

从以上两式可以看出，若去掉90°·Δf/f

T型结构(b)的传输矩阵可以表示为：

其中θ

令Y

再令θ

为了方便得到T型结构的等效电长度，我们从传输矩阵中得到S

所以可以得出T型结的等效电长度为2θ

此时，用T型结构替换非等长传输线，如图4所示，在图1中我们可以看出T型结构依次由第四串联传输线，第一并联可调电容，第五并联传输线组成，其中第四串联传输线与第五串联传输线结构相同。为了使得上下两路的等效电长度保持关于90°中心对称的关系，对于上路，两条传输线的电长度为

除此以外，我们还需要保证上下两路等效特征阻抗相等的关系，由于上下两路的特殊相位关系，我们只需证明

从T型结构的传输矩阵我们可以得出S

为了方便计算，这里令

用T型结构替换非等长传输线后

对于上路：

对于下路：

由上可知2θ

通分可得：

即

在采用T型结构替代非等长传输线后

当归一化频率改变时，组合器上路的等效电长度为：

当归一化频率改变时，组合器下路的等效电长度为：

为了使上下两路的等效电长度满足关于90°中心对称的关系，我们需要始终保持

由于传输线固定，即θ

从公式我们可以得出，当归一化频率发生变化时，上下两路不再是

为了实现电容可调，我们设计了一款压控可调电容，如图5所示，该结构由六个二极管组成三个背靠背二极管组。背靠背结构可以有效的降低非线性效应，同时三组串联的二极管组可以有效的提高击穿电压，保证二极管在大功率时可以正常工作。

本发明一种宽带可重构异相功率放大器，通过如下步骤实现：

步骤一：调试两个相同标准的AB类功率放大器作为功率放大器，并作宽带输入匹配电路。输入匹配电路中的微带线尺寸如表一所示。

表1：输入匹配电路中的微带线尺寸

步骤二：调试功率合成电路，在中心频率点对上下两路的T型结构进行选择设计，再根据频段范围确定可调电容的变化范围并进行可调电容的设计。功率合成电路中的微带线尺寸如表3所示。T型结构中的电容与其所对应的电压如表2所示。

表2：T型结构中的电容与其所对应的电压

表3：微带线尺寸

步骤三：调试寄生电容补偿电路，在工作频段范围内选取一个可以兼顾各个频点的补偿电抗值并通过选取合适的第三并联传输线来进行实现。寄生电容补偿电路中的微带线尺寸如表3所示。

步骤四：调试后匹配电路，先确定功率合成电路在每个频点的最佳负载阻抗，再考虑整个电路的二次谐波阻抗后，对后匹配电路进行整合设计。后匹配电路中的微带线尺寸如表4所示。

表4：后匹配电路中的微带线尺寸

步骤五：将调试好的输入匹配电路，寄生电容补偿电路，功率合成电路，后匹配电路组合起来实现宽带可重构异相功率放大器。

针对现有宽带异相功率放大器领域的空白，本发明在基于非等长传输线的单频功率放大器的基础上，进行了宽带输入匹配，宽带可重构功率组合器和后匹配设计，最终实现了宽带可调功率放大的功能。

图4所示为本发明设计在ADS中数据仿真结果图，由仿真结果可知，在2.4GHz-2.8GHz的频段范围内，饱和输出功率大于43dBm，饱和输出效率大于65％，6dB回退效率大于45％。结果说明实现了宽带可调异相功率放大器的功能。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。