用于在次级同步整流器中产生控制信号和充电直流电源的方法与装置

技术领域

本发明的各个方面主要涉及同步整流器，更确切地说，本发明涉及功率MOSFET中次级侧同步整流器的定时和功率。

背景技术

在功率转换器中，通过变压器次级绕组的反向电流是一个问题。为了防止这种情况发生，许多功率转换器使用一个二极管来抵消反向电流。使用二极管来防止反向电流的一个问题是二极管有固定的电压降，这是不可取的。因此，许多功率转换器设计使用次级侧MOSFET和同步整流器来代替二极管。MOSFET在传导过程中充当电阻，而不是固定的电压降，这使得它成为功率转换器的更好选择。同步整流器控制MOSFET在可能出现反向电流时“断开”MOSFET。

电力转换器中同步整流器的一个问题是它们需要一个兼容的电源和一个定时信号。对于定时信号，当前的配置是复杂和价格昂贵的。一种电流解决方案是在初级侧控制器处产生定时信号，然后通过光隔离器、变压器或Y类电容器将初级侧的信号耦合到次级侧。其他电流解决方案在次级侧产生定时信号，但是，由于次级侧的电压可以高达250伏，所以定时电路要求非常坚固，这是相当昂贵的。同样，对于同步整流器的供电来说，只有昂贵的解决方案可用。此外，同步整流器在没有足够驱动电压的情况下无法工作；使用转换器输出作为电源通常是不可行的，因为它可能低于5伏。有些设计在变压器上使用辅助绕组为同步整流器提供直流电源，但由于需要更大更复杂的变压器，因此增加了成本和体积。其他设计使用二次交流电源为同步整流器充电，但此解决方案还要求同步整流器足够坚固，能够承受高压。

正是在这一前提下，提出了本发明的各种实施例。

发明内容

本发明公开了一种装置，包括：一个同步整流控制器；一个多功能开关，导电耦合到同步整流控制器上，其中多功能开关包括一个结型场效应晶体管(JFET)，其源极耦合到同步整流控制器的充电输入端和定时/控制输入端。

其中，还包括一个次级侧整流金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)，耦合到同步整流控制器上，其中次级侧整流MOSFET的栅极电极导电耦合到同步整流控制器上。

其中，还包括一个功率变压器，其中多功能开关导电耦合到功率变压器的次级侧或次级侧整流MOSFET的漏极电极上。

其中，还包括一个初级侧MOSFET，其中功率变压器的初级侧导电耦合到初级侧MOSFET上，并且其中初级侧MOSFET和变压器的初级侧进行了配置，使得流经初级侧MOSFET和功率变压器的初级侧的电流，当初级侧MOSFET“断开”时，电流流经功率变压器的次级侧。

其中，还包括一个导电耦合到JFET上的电阻器，其中JFET是一个N-通道JFET，并且其中N-通道JFET的栅极电极和电阻器的一个端子都导电耦合到同一个接地平面上，或者共同短接，与功率转换器的接地端分开。

其中，还包括一个第一OR-ing MOSFET，导电耦合到JFET上以及同步整流控制器的充电输入端上，其中第一OR-ing MOSFET被配置成当来自变压器次级绕组或转换器输出的高压侧线路的电压不足以对同步整流器控制器充电时“导通”。

其中，还包括一个第二OR-ing MOSFET导电耦合到同步整流控制器的充电输入端以及变压器的次级侧的高压侧线路或功率转换器的输出端上，其中当来自功率变压器次级绕组的高压侧线路或功率转换器输出端的电压，不足以为同步整流控制器充电时，第二OR-ing MOSFET被配置为“导通”，第一OR-ing MOSFET被配置为“断开”。

其中，还包括一个二极管，导电耦合到多功能开关和同步整流控制器的充电输入端上。

其中JFET导电耦合到次级侧整流MOSFET的漏极电极上，其中配置JFET，当来自变压器的次级侧的电压超过电压极限时，配置JFET可以承载超出电压极限以上的多余电压，并且如果第一OR-ing MOSFET接通的话，JFET将传导电流。

其中从耦合到JFET的变压器的次级侧的电压变化和JFET的电压输出的变化之间存在小于1秒的延迟。

其中电压极限是同步整流控制器的电压公差，或者电压极限处于或低于100伏。

本发明还公开了一种提供次级侧控制信号和功率转换器中的充电输入端的方法，包括：从JFET向同步整流控制器提供电流，JFET具有导电耦合到次级侧整流MOSFET的漏极，其中JFET的源极耦合到同步整流控制器的定时/传感输入和充电输入；使JFET的源极到栅极电压在JFET的导通阈值处偏置，用于充电的固定输出，其中JFET在低电压下通过次级侧整流MOSFET的漏极至源极进行定时/传感；以及通过JFET在次级侧整流MOSFET的漏源电极上以低电压向同步整流控制器施加输入电压，或者通过JFET在充电输入端向第一MOSFET施加输入电压，或者在高压下通过次级侧向第一个OR-ing MOSFET施加输入电压整流MOSFET。

其中同步整流控制器为整流MOSFET提供一个控制信号，其中配置控制信号，防止反向电流在充电工作周期内流经功率变压器的次级侧。

其中JFET导电耦合到功率变压器的次级侧的低压侧线路，或次级整流MOSFET的漏极电极上。

其中通过第一OR-ing MOSFET为同步整流器控制器供电的电流，并且当第二OR-ing MOSFET处的电压处于或低于较高的电压公差，并且处于或高于同步整流控制器的最小工作电压时，第一OR-ing MOSFET被断开。

其中，还包括当从功率变压器的次级侧接收到电压等于或低于上电压公差，且等于或高于同步整流控制器的最小工作电压的电压时，接通第二OR-ing MOSFET，并当第二个MOSFET处于“导通”状态时，通过第二MOSFET向同步整流控制器和电容器提供电流。

其中从变压器的次级侧的高压侧线路或转换器的输出端，接收第二OR-ingMOSFET处的电压，并且其中第二OR-ing MOSFET导电耦合到变压器的次级侧的高压侧线路或转换器的输出端上。

其中，还包括从变压器的次级侧的低压侧线路接收JFET处的电流，并且其中JFET导电耦合到变压器的次级侧的低压侧线路上。

其中，还包括从次级侧整流MOSFET的漏极电极接收JFET处的电流，并且其中JFET导电耦合到次级侧整流MOSFET的漏极电极上。

其中JFET是一个N-通道JFET。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的其他特征和优势将显而易见：

图1表示依据本发明的一个实施例，带有一种改良型控制信号生成和充电的同步整流器装置的功率转换器的示意图。

图2表示依据本发明的各个方面，装置的改良型控制信号生成和充电部分的简化示意图。

图3表示依据本发明的各个方面，同步整流器装置的改良型控制信号生成和充电部分的简化示意图，所述同步整流器装置具有从转换器输出或常规到Q3的可选充电。

图4表示依据本发明的各个方面，具有改良型控制信号的功率转换器和在二次绕组的低压侧具有同步整流器的充电同步整流装置的详细示意图，具有二次绕组充电的高压侧和低压侧以及低压侧感应控制信号。

图5表示依据本发明的各个方面，具有改良型控制信号的功率转换器和在二次绕组的高压侧具有同步整流器的充电装置的详细示意图，转换器输出同时作为充电源和控制信号传感。

具体实施方式

虽然为了解释说明，以下详细说明中含有许多典型细节，但是本领域的技术人员应理解依据以下细节做出的修改和变化都属于本发明的范围内。因此，以下说明的典型实施例，并不会对所要求保护的发明造成任何一般性损失，并且不对所要求保护的发明施加任何限制。

根据本发明的各个方面，用于功率转换器的同步整流器可以通过增加一个改良型控制信号和充电部分得到改进。如图1所示，改良型充电和控制信号同步整流器装置101包括至少一个多功能开关102和一个同步整流器控制器103。

在图1所示的实施例中，多功能开关通过导电耦合从匝数比为N:1的功率变压器次级侧的低压侧线路104接收电流。导电耦合可以是允许电流从一个元件流向另一个元件的任何连接。电流可以直接在两个元件之间流动，也可以通过电流流过的其他中间元件。仅作为示例，但不作为局限，导电耦合可以是金属迹线、导线、导电碳迹线、电阻器、火花隙或任何其他导电元件。多功能开关102向同步整流器控制器103提供定时/传感信号和充电信号。同步整流器控制器由充电信号供电，并使用定时/传感信号控制次级侧整流MOSFET Q2。为了控制次级侧整流MOSFET Q2，同步整流控制器103导电地耦合到MOSFET Q2的栅极电极。

在如上所述的操作过程中，主驱动器接通初级侧开关MOSFET Q1，它允许电流从交流电压源流过交流/直流整流器，在那里它被转换成直流电压。电流通过初级侧变压器N:1流经MOSFET Q1到接地端106。流过变压器N:1初级绕组的电流在变压器中形成磁场，当MOSFET Q1“断开”时，电流流过变压器N:1的次级绕组。当Q1处于“导通”状态时，通过变压器次级绕组的电流被次级侧整流MOSFET Q2阻断，由于MOSFET Q2的断开，导致低压侧线电压激增到高电平。多功能开关101的作用是，确保来自次级侧的低压侧线路104的电压不会升高到同步整流器控制器103的电压公差上限以上。多功能开关101还检测低压侧线路104的电压上升和下降，从而为同步整流器控制器103提供精确的定时信号。作为示例，多功能开关102可以包括JFET(N通道)，其源极耦合到同步整流器控制器103的充电输入和定时/传感输入。

图2更详细地表示依据本发明的各个方面，多功能开关102的可能实现的简化示意图。在所示的示例中，多功能开关102包括结型场效应晶体管(JFET)Q3和电阻器R1。JFET Q3的栅极电极导电地耦合到接地平面202，类似地，电阻器R1的端子之一导电地耦合到接地平面。根据本发明的各个方面，多功能开关102或设备具有其自己的独立接地平面。还可选择，包括多功能开关102和同步整流器控制器103的装置可以具有其自己的独立接地平面。因此，电阻器R1与JFET Q3串联。在工作过程中，JFET充当电压限制器，它允许JFET源极的电压上升到JFET Q3的栅极开启阈值电压Vth。当电阻器R1上的电压也增加时，JFET Q3的源极到栅极电极的电压升高到接近于导通栅极阈值电压并保持在阈值电压，以使JFET漏极至源极携带来自Q2漏极端的附加电压(如果大于栅极阈值电压)。因此，根据本发明的各个方面，选择JFET Q3的Vth和电阻器R1的电阻，使得当JFET的漏极电压高于同步整流器控制器的上限电压公差时，JFET接通，从而承载高电压。此外，可以选择JFET对电压的变化有快速的响应，因此当JFET的漏极电压快速上升或下降时，允许同步整流控制器的精确定时。另外，当MOSFET Q1断开，JFET的漏极电压下降到一个低位后，JFET Q3开始完全导通。MOSFET Q2的微小电压降可以作为同步整流器控制器的控制信号。因此，MOSFET Q2的漏极电压可以通过JFET Q3，并由SSR控制器检测到MOSFET 2的电流传感。

根据本发明的一些实施例，同步整流控制器的上电压公差可以小于50伏，更佳选择为40伏，仍然更优选为30伏或更低，但仍高于2至3伏。一个地板电压可以是运行同步整流控制器所需的最小电压。例如，地板电压可为3.3伏、3伏、低于3伏或2伏。根据一些实施例，可以选用一个限值电压。限值电压可以是同步整流控制器的电压公差上限，也可以是选择在同步整流控制器的电压公差上限以下的另一个工作电压。一个高电压可以是大于同步整流控制器的电压公差上限的任何电压，低电压可以是低于同步整流控制器的电压公差上限的任何电压。

图3表示依据本发明的各个方面，具有可选的高压侧(转换器输出)和低压侧充电的同步整流器装置的改良型控制信号生成和充电部分的替代实施例。如图2所示，其中的二极管D1已被第一OR-ing MOSFET 301和第二OR-ing MOSFET 302所取代。第一OR-ingMOSFET 301可以导电地耦合到多功能开关102的源电极。第二OR-ing MOSFET 302可以从转换器的输出303接收电流。第一OR-ing MOSFET 301和第二OR-ing MOSFET 302的输出可以导电耦合到同步整流控制器103的充电输入和电容器C2。

在操作期间，当来自次级侧的转换器的输出303的电压低于同步整流控制器的电压公差，并且高于运行同步整流控制器的地板电压时，SSR控制器103控制第二OR-ingMOSFET302被“导通”，第一OR-ing MOSFET 301被“关断”。同步整流控制器可以运行，电容器C2可以通过第二OR-ing MOSFET从转换器输出的电流中充电。在这种情况下，来自多功能开关201的电压用于同步整流控制器处的电压传感。当来自次级侧输出303的电压高于电压公差或低于地板电压而不可用时，第一OR-ing MOSFET 301被“导通”，第二OR-ing MOSFET302被“断开”。同步整流控制器随后运行，电容器C2从通过多功能开关201和第一个OR-ingMOSFET 301的电流中充电。另外，当第一个OR-ing MOSFET处于“导通”状态时，定时信号由来自多功能开关的电压提供。第二OR-ing MOSFET 302可以通过由同步整流控制器103生成的信号来控制。

图4表示依据本发明的各个方面，具有改良型控制信号的功率转换器和充电同步整流器装置404，该装置具有提供转换器输出的次级高压侧线路401和连接到次级侧整流MOSFET Q2的次级低压侧线路402。另外，如图所示，装置404包括多功能开关装置403和同步整流器模块405。在所示的实施例中，根据本发明的各个方面，电阻器R1已从多功能开关102移动到同步整流器模块405。所示的多功能开关装置403包括N沟道JFET。在所示的实施例中，多功能开关装置403从变压器406的次级侧的低压侧线路402接收电压。这里，来自低压侧线路402的电压被用作同步整流控制器410的定时和传感信号。这意味着定时信号通过多功能开关装置403直接来自变压器的次级侧。如上所述，选择多功能开关栅极阈值电压Vth和电阻器R1的电阻使得当JFET Q3的源极S处的电压达到或低于同步整流控制器410的电压公差时，JFET Q3的栅极在Vth保持“导通”。所示装置还导电耦合到高压侧线路401，并且可以使用从高压侧线路401接收到的电压来通过FET或二极管302为同步整流控制器410供电，并对电容器C2充电。在操作期间，同步整流控制器410使用定时/控制信号来控制整流MOSFET Q2。如图4所示，整流MOSFET Q2漏极引线VD连接到变压器406的次级侧的低压侧线路402，整流MOSFET Q2源引线VS连接到功率转换器的次级侧接地平面408。对整流MOSFETQ2的控制，确保在变压器中建立电荷时没有反向电流流过变压器406的次级绕组。

图5表示依据本发明的各个方面，具有改良型控制信号和充电装置的功率转换器的示意图，所述充电装置具有通过次级侧整流MOSFET Q2耦合以提供转换器输出501的高压侧线路502。在所示的实施例中，多功能开关装置403通过导电耦合接收到转换器的输出501的电压。在该装置中，第二OR-ing MOSFET 302通过导电耦合到变压器406的次级侧的高压侧线路502，在MOSFET Q2的源极的同一节点处，被禁用。此时，来自MOSFET Q2的漏极电压或转换器输出501的输出电压被用作同步整流控制器410的定时和传感信号。这意味着定时信号通过多功能开关装置403直接来自转换器的输出。此外，如上所述，多功能开关装置403通过OR-ing MOSFET 301向同步整流控制器410供电。

另外，在具有离散整流MOSFET Q2的一些实施例中，为了执行高压侧整流，图5中的整流MOSFET Q2与图4相比要反向安装。这确保了整流MOSFET Q2的体二极管在高压侧对电流的反向流动产生偏置。在可选实施例中，整流MOSFET Q2可与SSR控制器模块405、多功能开关装置403或两者集成或共同封装到一个办导体器件封装中。在这些实施例中，如图5所示的高压侧装置可以简单地通过以图4所示的封装反向方向耦合集成封装来实现。换言之，整流MOSFET Q2源引线VS连接到变压器406的次级侧的高压侧线路502，并且整流MOSFET Q2漏极引线VD在电流流路径中连接到转换器的输出501。

在一些实施例中，根据本发明的各个方面，该装置还可以包括整流MOSFET Q2和电容器C2。还可选择，该装置可以包括分立JFET Q3、分立MOSFET 301和302、分立电阻器R1、分立同步整流控制器410、分立整流器MOSFET Q2和分立电容器C2。另外，在一些实施例中，该装置可以具有与功率转换器408的接地平面分离的接地平面耦合407。

尽管本发明关于某些较佳的版本已经做了详细的叙述，但是仍可能存在其他版本。因此，本发明的范围不应由上述说明决定，与之相反，本发明的范围应参照所附的权利要求书及其全部等效内容。任何可选件(无论首选与否)，都可与其他任何可选件(无论首选与否)组合。在以下权利要求中，除非特别声明，否则不定冠词“一个”或“一种”都指下文内容中的一个或多个项目的数量。除非用“意思是”明确指出限定功能，否则所附的权利要求书并不应认为是意义和功能的局限。权利要求书中没有进行特定功能的精确指明的任何项目，都应理解为所述的“意义是”。