电力转换系统及电力转换控制方法

技术领域

本发明的实施方式涉及电力转换系统及电力转换控制方法。

背景技术

有一种电力转换系统，其包含具有开关元件的电力转换器而构成，与多相交流的电力系统互连。因该电力转换器的运转而在电力系统侧产生开关脉动，期望进一步减少该开关脉动。对此，电力转换系统被要求进一步提高电力系统侧的电流控制的控制响应性。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2015-43660号公报

发明内容

发明所要解决的课题

本发明所要解决的课题在于提供一种能够进一步提高电力系统侧的电流控制的控制响应性的电力转换系统及电力转换控制方法。

用于解决课题的手段

实施方式的电力转换系统与多相交流的电力系统互连。所述电力转换系统具备多个转换器和控制部。所述多个转换器被设置为与所述电力系统的各相按相并联。所述控制部使用相互具有规定的相位差的多个载波信号通过载波比较型的PWM控制来控制所述多个转换器。所述控制部在所述多个载波信号中的特定的载波信号的一个周期中以规定的时间间隔确定四次以上的偶数次的定时，且在所述四次以上的偶数次的定时分别检测所述多个转换器的初级侧的电流。所述控制部使用检测出的所述初级侧的电流的值和所述初级侧的电流基准的值来生成用于所述PWM控制的电压基准，且在所述四次以上的偶数次的定时分别更新所述电压基准。所述控制部使用所述特定的载波信号和更新后的所述电压基准来控制所述多个转换器中的特定的转换器。

附图说明

图1是表示实施方式的电力转换系统的一例的图。

图2A是表示实施方式的变压器的绕组构造的电路图。

图2B是表示实施方式的变压器的绕组构造的电路图。

图3A是表示实施方式的单元转换器的内部结构的电路图。

图3B是表示实施方式的单元转换器的内部结构的电路图。

图3C是表示实施方式的单元转换器的内部结构的电路图。

图4是第一实施方式的简化了的电力转换系统的结构图。

图5是用于对第一实施方式的电流采样和电压基准的更新的定时进行说明的图。

图6是用于对图4的电路结构的模拟的结果进行说明的图。

图7是用于对第一实施方式的变形例的电流采样和电压基准的更新的定时进行说明的图。

图8是第二实施方式的使五个转换器并联的电力转换系统的模型的结构图。

图9是第二实施方式的转换器控制部的结构图。

图10是对第三实施方式的电流采样和电压基准的更新的定时进行说明的图。

具体实施方式

以下，参照附图对实施方式的电力转换系统及电力转换控制方法进行说明。以下说明的电力转换系统向作为负载的一例的电动机(马达)供给期望的交流电力。实施方式的电力转换系统包含以与交流的电力系统互连的方式形成的电力转换器。实施方式中的连接这一记载包含电连接。

首先，对电力转换系统1的电气上的整体结构进行说明。图1是表示实施方式的电力转换系统1的一例的图。电力转换系统1例如具备变压器201、电力转换器30和控制部601。

电力转换系统1具备交流输入端子R、S、T，且经由这些端子与交流电源101(电力系统)连接。电力转换系统1具备交流输出端子U、V、W，且经由这些端子与电动机401连接。

在交流输入端子R、S、T上连接有变压器201的初级绕组，在变压器201的次级绕组上连接有电力转换器30的交流输入侧，电力转换器30的交流输出侧与交流输出端子U、V、W连接。

控制部601控制内置于单元转换器30U、30V、30W中的开关元件的通断。将单元转换器30U、30V、30W统称为多个单元转换器30X。

接着，对电力转换系统1的各部分进行说明。

变压器201具备初级侧绕组和三组结构的次级侧绕组。初级侧绕组形成为三相星形接线。次级侧绕组形成为相互绝缘的三相开口三角形接线。从交流电源101向变压器201供给三相的交流电力。变压器201将从交流电源101供给的交流电力的电压变压为基于匝数比的期望的电压，并将变压后的电压的交流电力分别供给到多个单元转换器30X。

电力转换器30包含多个单元转换器30X。在本实施方式中，多个单元转换器30X包含三台第一相的单元转换器30U(30U1、30U2、30U3)、三台第二相的单元转换器30V(30V1、30V2、30V3)及三台第三相的单元转换器30W(30W1、30W2、30W3)。各单元转换器30X为单相转换器，将从变压器201的次级绕组供给的单相的交流电力转换为直流电力，且将转换了的直流电力转换为期望的频率和电压的单相的交流电力并输出。各单元转换器30X为相同电路结构。其详细情况在后文进行描述。

变压器201的次级侧第一组的第一相与单元转换器30U1的输入连接。变压器201的次级侧第一组的第二相与单元转换器30V1的输入连接。变压器201的次级侧第一组的第三相与单元转换器30W1的输入连接。

变压器201的次级侧第二组的第一相与单元转换器30U2的输入连接。变压器201的次级侧第二组的第二相与单元转换器30V2的输入连接。变压器201的次级侧第二组的第三相与单元转换器W2的输入连接。

变压器201的次级侧第三组的第一相与单元转换器30U3的输入连接。变压器201的次级侧第三组的第二相与单元转换器30V3的输入连接。变压器201的次级侧第三组的第三相与单元转换器W3的输入连接。

三台第一相的单元转换器30U1、30U2、30U3的输出按该顺序串联连接。三台第二相的单元转换器30V1、30V2、30V3及三台第三相的单元转换器30W1、30W2、30W3也同样按相串联连接。

未与单元转换器30U2连接的一侧的单元转换器30U1的输出、未与单元转换器30V2连接的一侧的单元转换器30V1的输出以及未与单元转换器30W2连接的一侧的单元转换器30W1的输出相互连接，构成了负载电路的三相交流的中性点。

未与单元转换器30U2连接的一侧的单元转换器30U3的输出与交流输出端子U连接，且经由交流输出端子U与电动机401的U相绕组连接。未与单元转换器30V2连接的一侧的单元转换器30V3的输出与交流输出端子V连接，且经由交流输出端子V与电动机401的V相绕组连接。未与单元转换器30W2连接的一侧的单元转换器30W3的输出与交流输出端子W连接，且经由交流输出端子W与电动机401的W相绕组连接。

控制部601控制多个单元转换器30X。例如，控制部601具备第一控制部610、第二控制部620和第三控制部630。第一控制部610控制后述的作为转换器而应用的多个单元转换器30X。第一控制部610例如包含转换器控制部611。第二控制部620控制后述的作为逆变器而应用的多个单元转换器30X。第二控制部620例如包含逆变器控制部621。第三控制部630监视电力转换系统1的控制状态，进行调整以便稳定地控制。例如，第三控制部630包含计时器，生成规定周期的中断信号。

例如，转换器控制部611基于由后述的电流传感器301(图3A)检测出的表示流过变压器201的次级绕组(图2A、图2B)的电流的信息，将用于控制各单元转换器30X中包含的开关元件的信号发送给各单元转换器30X，从而控制各单元转换器30X。

通过这样的结构，电力转换系统1能够将从交流电源101供给的交流电力转换为期望的频率且期望的电压的三相的交流电力并向电动机401供给。转换器控制部611的详情在后文叙述。

图2A和图2B是表示实施方式的变压器201的绕组构造的电路图。初级绕组(输入侧)为星形(Y)接线，但这只是一例，也可以使用三角形(Δ)接线。次级绕组(输出侧)是将三相绕组电分离成单相的开口绕组。

在图2B的例子中，如果将星形接线的中性点设为N，则施加在R-N间、S-N间、T-N间的电压分别按匝数比加倍，出现在次级侧第一组的Rs1-Na1间、Ss1-Nb1间、Ts1-Nc1间。次级侧第一组的Rs1-Na1间、Ss1-Nb1间、Ts1-Nc1间分别对应于次级侧第一组的第一相、第二相、第三相。

对于次级侧第二组和次级侧第三组也相同。对于次级侧第二组的Rs2-Na2间、Ss-Nb2间、Ts-Nc2间和次级侧第三组的Rs3-Na3间、Ss3-Nb3间、Ts3-Nc3间，也与第一组同样地出现按匝数比加倍的电压。次级侧第二组的Rs2-Na2间、Ss2-Nb2间、Ts2-Nc2间分别对应于次级侧第二组的第一相、第二相、第三相。次级侧第三组的Rs3-Na3间、Ss3-Nb3间、Ts3-Nc3间分别对应于次级侧第三组的第一相、第二相、第三相。

图3A～图3C是表示实施方式的单元转换器30X(X：U、V、W)的内部结构的电路图。如图3A所示，单元转换器30X将其输入端子设为IN1、IN2，将其输出端子设为OUT1、OUT2。例如，单元转换器30X具备电流传感器(电流互感器)301和单元转换器主体302。电流传感器301检测在输入端子IN1和IN2之间流动的电流。用ix表示该电流的大小。x是识别级数的标识符，例如可以为自然数。

在图3B和图3C中分别示出了单元转换器30X为所谓的二电平转换器的情况以及所谓的三电平转换器的情况下的结构例，可以采用任意一个。

图3B所示的单元转换器主体302包含交流侧电位分两级变化的二电平转换器。单元转换器30X在输入侧和输出侧分别具有单相转换器，它们的直流部相互背靠背地连接。在直流部连接电容器C1那样的能量蓄积元件。电压Vdcx是施加于电容器C1的端子上的电压(称为电容器电压)。

图3C所示的单元转换器主体303包含构成为交流侧电位分三级变化的二极管钳位型的三电平转换器。在其直流部具有电容器CP、CN。在三电平转换器中，可以将两个电容器CP、CN的电压控制为平衡。在简称为电容器电压的情况下，是指电容器CP、CN的合计电压(Vdcx)。

图3B和图3C的开关元件采用了IGBT(Insulated-Gate Bipolar Transistor)，但也可以是其它开关元件。作为其它开关元件的例子，有MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)、GTO(Gate Turn-Off)晶闸管、GCT(GateCommutated Turn-off)晶闸管等。另外，在开关元件中未内置体二极管的情况下，也可以反并联地使用FWD(Free-Wheeling Diode)。

如果将动力运行时的电力的流动(功率流)设为从输入侧(R、S、T侧)到输出侧(U、V、W侧)，则输入侧的单相转换器进行正转换(从交流向直流的转换)，输出侧的单相转换器进行逆转换(从直流向交流的转换)。因此，将输入侧的单相转换器称为转换器(Converter)、将输出侧的单相转换器称为逆变器(Inverter)。

例如，图3B所示的单元转换器主体302也可以构成为将转换器3021和逆变器3022分离的电路单元。在该情况下，电容器C1可以与转换器3021和逆变器3022分体，也可以收容于任一个电路单元中。或者，单元转换器主体302也可以构成为将转换器3021、逆变器3022和电容器C1收容在一个电路单元内。

图3C所示的单元转换器主体303也可以构成为将转换器3031和逆变器3032分离的电路单元。在该情况下，电容器CP、CN可以与转换器3031和逆变器3032分体，也可以收容于任一个电路单元。或者，单元转换器主体303也可以构成为将转换器3031、逆变器3032和电容器CP、CN收容在一个电路单元内。

在以下的说明中，为了简化说明，通过将上述的电容器(C1、CP、CN)和逆变器(3032、3032)的组合看作直流电源DC，能够使单元转换器30X与转换器(3021、3031)和直流电源DC的组合等效。

本实施方式的转换器控制部611通过下述的方法生成单元转换器30X的转换器(3021、3031)的栅极脉冲。

·在转换器(3021、3031)的PWM控制中，利用三角波的载波信号(称为三角波PWM载波(三角波载波信号))。例如，三角波PWM载波被确定为在其一个周期中包含振幅以规定的变化率增加的第一期间和振幅以规定的变化率减少的第二期间，第一期间和第二期间的长度彼此相等。

·设置相位差以使各级的三角波PWM载波的相位不一致。

具体而言，使基本的三角波PWM载波移位，以使各级的三角波PWM载波的相位成为规定的相位差。在N级结构的情况下，将其相位差设为180/N(deg/级)，依次确定各级的三角波PWM载波的相位。例如，使第一级的三角波PWM载波的相位与基本的三角波PWM载波的相位一致而设为0。将第二级的三角波PWM载波的相位设为在基本的三角波PWM载波的相位上加上180/N(deg/级)而得的相位。将第三级的三角波PWM载波的相位设为在基本的三角波PWM载波的相位上加上180×2/N(deg/级)而得的相位。以下，同样地确定各级的相位。

·使赋予给图3A所示的单元转换器30X的输入IN1和输入IN2的电压基准的极性反转(称为单相单极调制)。

此外，逆变器控制部621也可以在逆变器(3022、3032)的PWM控制中利用与上述同样的三角波PWM载波，实施设置了同样的相位差的控制。或者，逆变器控制部621也可以应用其它控制方法。

以下，为了简化说明，对将二电平型的单元转换器设为二级结构的事例进行说明。图4是实施方式的简化了的电力转换系统1的结构图。例如，图4所示的电力转换系统1的等效电路的直流侧设为理想电源，交流侧的电路形式设为单相电路。单元转换器30S1和30S2相当于单元转换器30X。

作为变压器201，例示了开口星形绕组变压器，但将其置换为等效的电路结构来进行说明。上述的电路结构中的电压电流方程式为下式(1)～(3)所示的关系。

[式1]

is＝i1+i2···(1)

[式2]

vs＝L×d/dt(i1)+v1···(2)

[式3]

vs＝L×d/dt(i2)+v2···(3)

在上述的式(1)～(3)中，用电压v1、电压v2表示单元转换器30S1和单元转换器30S2的输入电压，用电压vs表示交流电源的系统电压。用电流i1、电流i2表示单元转换器30S1和单元转换器30S2的输入电流，用电流is表示交流电源的系统电流。L是与变压器201等对应的等效电抗。

将上述的式(2)和式(3)的两边分别相加，对其应用式(1)进行整理，将其结果转换为积分系而获得式(4)。

[式4]

is＝∫((2vs-(v1+v2))/L)dt···(4)

上述的式(4)表示使用基于单元转换器30S1和单元转换器30S2的输入电压的合成电压(v1+v2)能够控制系统电流is。

参照图5说明电流采样和电压基准的更新的定时。

图5是用于对实施方式的电流采样和电压基准的更新的定时进行说明的图。

在图5所示的时序图的上层侧，分别表示两个三角波PWM载波(例如，称为第一单元载波Car1(第一载波信号)、第二单元载波Car2(第二载波信号))、支路A的电压基准vA*以及支路B的电压基准vB*的变化。例如，电压基准vA*和电压基准vB*之差与输入电压v1对应。在该时序图的下层侧表示合成电压(v1+v2)的变化。时刻t1～t17分别被确定为规定的周期(Tsmp)，分别为电流采样和电压基准的更新的定时。

如上所述，使各级的单元转换器30X的载波(称为单元载波)的相位移位四分之一个周期左右。图5所示的事例的第二单元载波Car2的相位比第一单元载波Car1的相位延迟三角波PWM载波的一个周期的四分之一左右。

通过如前所述在支路A和支路B以相反极性赋予各电压基准，赋予给转换器的输入IN1和输入IN2的电压基准的极性反转。在此，为了简化说明，单元转换器30S1和单元转换器30S2的电压基准是以相同振幅将极性反转而得的电压基准的一例。

例如，也可以基于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2的各顶点以及各顶点中在时间轴方向上彼此相邻的两个顶点之间的各中间点(以下，简称为各中间点)的定时，确定第一级的单元转换器30S1的电流采样和电压基准的更新的定时。也可以将第二级的单元转换器30S2的电流采样和电压基准的更新的定时实施为上述定时。此外，在各级的单元载波的顶点，包含成为正值的峰值(极值)的点和成为负值的峰值(极值)的点中的某一方或两方。例如，可以将相邻的成为正值的峰值(极值)的点彼此、或者相邻的成为负值的峰值(极值)的点彼此相关联来确定上述定时。

例如，第一单元载波Car1的顶点的定时为图5中的t1、t5、t9、t13、t17。第二单元载波Car2的顶点的定时为图5中的t3、t7、t11、t15。各中间点的定时为图5中的t2、t4、t6、t8、t10、t12、t14、t16。该实施例的情况下，t1～t17的各定时为各单元转换器30X的电流采样和电压基准的更新的定时。

如上所述，因为各级的单元载波的相位差是三角波PWM载波的一个周期的四分之一，所以第一级的单元转换器30S1的电流采样和电压基准的更新的定时与第二级的单元转换器30S2的电流采样和电压基准的更新的定时一致。据此，成为在单元转换器30S1和单元转换器30S2的各单元载波的各顶点与各中间点实施电流采样和电压基准更新的结构。

例如，能够基于两个三角波PWM载波(第一单元载波Car1、第二单元载波Car2)的大小、支路A的电压基准vA*和支路B的电压基准vB*的大小的大小关系，生成呈现被量化为多值的电压的合成电压。

在电压基准vA*小于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2双方且电压基准vB*大于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2双方的情况下，转换器控制部611控制各转换器的各开关元件以使合成电压(v1+v2)成为(－2E)。

在电压基准vA*小于第一单元载波Car1且大于第二单元载波Car2，并且电压基准vB*大于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2双方的情况下，转换器控制部611控制各转换器的各开关元件以使合成电压(v1+v2)成为(－E)。

在电压基准vA*和电压基准vB*双方大于第二单元载波Car且小于第一单元载波Car1的情况、或者电压基准vA*和电压基准vB*双方小于第一单元载波Car1和第二单元载波Car双方的情况下，转换器控制部611控制各转换器的各开关元件以使合成电压(v1+v2)成为(－0)。

在电压基准vA*大于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2双方、并且电压基准vB*小于第一单元载波Car1且大于第二单元载波Car2的情况、或者电压基准vB*小于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2双方、并且电压基准vA*小于第一单元载波Car1且大于第二单元载波Car2的情况下，转换器控制部611控制各转换器的各开关元件以使合成电压(v1+v2)成为(﹢E)。

在电压基准vA*大于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2双方且电压基准vB*小于第一单元载波Car1和第二单元载波Car2双方的情况下，转换器控制部611控制各转换器的各开关元件以使合成电压(v1+v2)成为(+2E)。

在此，关注根据周期Tsmp划分的各区间(称为Tsmp区间)的电压基准vA*和合成电压(v1+v2)的关系。各Tsmp区间的合成电压(v1+v2)的大小随着时刻的经过离散地变化而取多个值。

转换器控制部611以Tsmp区间中的合成电压(v1+v2)的瞬时值的按时间取平均的值与各Tsmp区间中的电压基准vA*相等的方式，以PWM方式控制各转换器。即，通过在上述的各Tsmp区间中使式(4)成立，使得下面的式(5)也同样成立。

[式5]

is＝∫((2vs-(v1+v2))/L)dt＝∫((2vs-vA

因为上述的式(5)在各Tsmp区间中分别成立，所以图4的并联连接的两个转换器3021通过以周期Tsmp反复进行电流采样和电压基准的更新，能够获得与三相二电平逆变器相当的电流控制性。

根据上述的控制方法，转换器控制部611如图5所示那样在三角波PWM载波的半周期以内实施多次电压基准的更新。由此，电压基准vA*和三角波PWM载波(第一单元载波Carl)在三角波PWM载波的半周期内多次交叉。换言之，在三角波PWM载波的一个周期中，涉及电流采样和电压基准的更新的定时存在四次以上的偶数次。

此外，在图5所示的事例的情况下，由于原样地图示了电压基准和三角波PWM载波的比较的结果，所以包含宽度较窄的脉冲。在应用于实际的装置的情况下，对于宽度较窄的脉冲(例如，不满足规定宽度的较窄的脉冲)，通过不使转换器3021的开关元件进行开关等方法，能够限制产生宽度较窄的脉冲。

参照图6说明图4的电路结构的模拟的结果。

图6是用于对图4的电路结构的模拟的结果进行说明的图。在图6中的(a)中示出了第一级的转换器的电流(CNV电流)的检测值(I_U1：虚线)的采样结果(I_U1_S：实线)。在图6中的(b)中示出了第二级的转换器的电流(CNV电流)的检测值(I_U2：虚线)的采样结果(I_U2_S：实线)。在图6中的(c)中示出了系统电流的变化。该系统电流的振幅是上述的图6中的(a)所示的第一级的转换器的电流的采样结果(I_U1_S)和图6中的(b)所示的第二级的转换器的电流的采样结果(I_U2_S)之和。图6中的(c)所示的系统电流is的开关脉动比各转换器的电流的采样结果小。

当在各单元载波的各顶点和各中间点实施电流采样和电压基准的更新的情况下，上述的式(5)在N级的电路结构中成立。在该情况下，各级的载波频率fcar和周期Tsmp为下面的式(6)的关系。如该式(6)的关系那样，随着级数N的增加，周期Tsmp变短，与此相应地预计控制特性的提高。

[式6]

Tsmp＝1/4/fcar/N···(6)

此外，N级时的电路结构与在变压器201的次级侧并联连接有N个转换器的电路结构等效。

根据实施方式，电力转换系统1的多个单元转换器30X被设置为与交流电源101(电力系统)的各相按相并联。转换器控制部611(控制部)使用相互具有规定的相位差的多个载波信号，通过载波比较型的PWM控制来控制多个单元转换器30X。转换器控制部611在多个载波信号中的特定的载波信号的一个周期中以周期Tsmp(规定的时间间隔)确定四次以上的偶数次的定时，且在四次以上的偶数次的定时分别检测多个单元转换器30X的初级侧的电流。转换器控制部611使用检测出的初级侧的电流的值ix和初级侧的电流基准的值来生成用于PWM控制的电压基准，且在四次以上的偶数次的定时分别更新电压基准。转换器控制部611使用特定的载波信号和更新后的电压基准来控制多个单元转换器30X中的特定的单元转换器。由此，电力转换系统1能够进一步提高交流电源101侧的电流控制的控制响应性。

<第一实施方式的变形例>

对第一实施方式的变形例进行说明。

在第一实施方式中，说明了在各单元载波的各顶点和各中间点反复进行电流采样和电压基准的更新的事例。取而代之，在本变形例中，相对于第一实施方式的事例，从与控制有关的定时中去除了各单元载波的各中间点，说明在各单元载波的各顶点反复进行电流采样和电压基准的更新的事例。

图7是用于对第一实施方式的变形例的电流采样和电压基准的更新的定时进行说明的图。

另外可知，在前述的图4的电路中，存在使电流在电力转换器30的内部循环而不影响系统电流is的路径(称为循环电流的路径)。如果将其用算式表示，则取式(2)和式(3)的差分且转换为积分系而得到下述的式(7)。

[式7]

i1-i2＝∫(-(v1-V2)/L)dt···(7)

上述的式(7)表示通过电力转换器30内的各转换器的差分电压(v1－v2)能够控制循环电流(i1－i2)。

根据上述，即使不在各单元载波的各顶点和各中间点双方的定时都实施电流采样和电压基准的更新，通过在各单元载波的各顶点的定时实施电流采样和电压基准的更新，也能够与第一实施方式同样地进行控制。此外，在本变形例的情况下，相对于第一实施方式的事例，能够使周期Tsmp较长。如果延长周期Tsmp，则有时电流控制的响应性降低，但能够降低各周期Tsmp内的运算处理的集中度(密度)。

此外，能够将各单元载波的各顶点的定时变为各单元载波的各中间点的定时。由此，根据该变形例，通过在各单元载波的各顶点或各中间点的定时实施电流采样，能够使系统电流is的开关脉动比各级的转换器的电流的采样结果小。

如果对比第一实施方式和其变形例，则对于系统电流is，通过应用第一实施方式的方法，与第一实施方式的变形例的方法相比，能够提高响应性。即使调整周期Tsmp的长度而变更电流采样的定时的密度，也能够稳定地控制基于转换器的系统电流is。

与之相对，关于循环电流的控制，与系统电流is同样的关系性不成立。因此，需要降低与循环电流的控制有关的控制增益。如上述的式(5)和式(7)所示，对于系统电流is和循环电流，能够相互独立地确定控制增益。例如，能够调整为在维持用于系统电流is的控制的控制增益不变的状态下，降低用于循环电流的控制的控制增益。

<第二实施方式>

对第二实施方式进行说明。

在第二实施方式中，对将第一实施方式所示的方法扩展为并联数N的转换器的事例进行说明。系统电流is成为与各转换器的并联数对应的N个电流的加法运算。由于各转换器被单独控制，所以各转换器的电流的值不一致。为了减轻各转换器的电流的偏差的影响，可以以使各转换器的电流值的权重一致的方式计算N个电流的平均，并基于此控制系统电流is。此外，剩余的(N－1)个分量与循环电流的分量相对应。该循环电流的分量的分配方法可以考虑多种方法，在下面的式(8)～式(13)中表示了其一例。

在以下所示的式(8)～式(13)中，例如，用a

例如，式(8)和式(9)是将转换器的并联数设为两个(N＝2)的情况下的转换式的一例。式(8)是用于zc转换的运算式，式(9)是用于逆zc转换的运算式。

[式8]

[式9]

式(10)和式(11)是将转换器的并联数设为三个(N＝3)的情况下的转换式的一例。式(10)是用于zc转换的运算式，式(11)是用于逆zc转换的运算式。

[式10]

[式11]

式(12)和式(13)是将转换器的并联数设为五个(N＝5)的情况下的转换式的一例。式(12)是用于zc转换的运算式，式(13)是用于逆zc转换的运算式。

[式12]

[式13]

通过使用上述的zc转换，能够将zc转换后的电流的分量分为系统电流z和循环电流c

参照图8和图9，更具体地对将转换器的并联数设为五个(N＝5)的情况下的电流控制系统的一例进行说明。图8是第二实施方式的使五个转换器并联的电力转换系统的模型的结构图。

电力转换器30具备单元转换器30U1～30U5、单元转换器30V1～30V5和单元转换器30W1～30W5。

图9是第二实施方式的转换器控制部611的结构图。在图9中表示了转换器控制部611和与其相关的电力转换器30。

电力转换器30分别输出各级转换器分别检测出的电流的值(电流值)。i_1^uvw表示第一级的转换器的电流值。第一级的转换器的电流值是表示由第一级的转换器内的电流传感器301检测出的电流的大小的值。以下相同。此外，接在“_”(下横线)之后的字符串表示是下标字符，接在“^”(hat)之后的字符串表示是上标文字。i_2^uvw表示第二级的转换器的电流值。同样，i_5^uvw表示第五级的转换器的电流值。例如，将前述的单元转换器30U1、30V1、30W1分别检测出的电流的值(i1u、i1v、i1w(图8))汇总记作i_1^uvw。i_2^uvw～i_5^uvw也相同。此外，图8中的v1u～v5u表示U相的单元转换器30U1～30U5的输入电压。

转换器控制部611例如具备dqO转换部6111、ZC转换部6112、电流控制部6113、逆ZC转换部6114、逆dqO转换部6115、PWM控制部6116、栅极脉冲生成部6117和电流基准生成部6118。

dqO转换部6111分别使用相位基准θO，基于各级的转换器的电流值实施一般的dqO转换。dqO转换是将静止坐标系的分量转换为根据相位基准θO而旋转的旋转坐标系即dqO坐标系的分量的坐标转换。例如，i_1^dqz表示第一级的转换器的dqO转换后的电流矢量。i_2^dqz表示第二级的转换器的dqO转换后的电流矢量。同样，i_5^dqz表示第五级的转换器的dqO转换后的电流矢量。i_1^dqz～i_5^dqz表示dqO坐标系中的电流分量的矢量。

ZC转换部6112对dqO转换后的dqO坐标系中的电流分量实施zc转换。例如，i_z^dqz是zc转换后的系统电流z的电流矢量。i_c1^dqz～i_c4^dqz是zc转换后的循环电流的电流矢量。

电流基准生成部6118基于各级的直流电压的大小生成电流基准。该电流基准的生成也可以应用一般的方法。

电流控制部6113(图中的记载为ACR)分别实施基于由电流基准生成部6118生成且与控制周期对应地确定的电流基准和zc转换后的电流矢量的电流控制，生成电压基准。zc转换后的电流矢量在要素中包含上述的i_z^dqz和i_c1^dqz～i_c4^dqz。例如，v_z^dqz*表示与zc转换后的系统电流z对应的电压基准。v_c1^dq*z～v_c4^dqz*表示与逆zc转换后的循环电流对应的电压基准。

如上所述，电流控制部6113可以实施以下的电流控制：该电流控制包含使用了电流矢量和N次方阵的运算，该电流矢量在要素中包含一个系统电流is的大小和(N－1)个循环电流的大小。电流控制部6113也可以实施以下的电流控制：该电流控制包含使用了电流矢量和N次方阵的运算，该电流矢量在要素中包含一个系统电流is和(N－1)个循环电流。通过该运算，电流控制部6113可以生成在要素中包含交流电源101侧的合成电压(v_z^dqz*)和与(N－1)个循环电流分别对应的(N－1)个电压基准的电压矢量，且实施包含该运算的电流控制。

逆ZC转换部6114对由电流控制部6113生成的电压基准实施逆zc转换，与各级对应地生成dqO坐标系的电压基准。v_1^dqz*～v_5^dqz*表示逆zc转换后的各级的电压基准。

逆dqO转换部6115对由逆ZC转换部6114生成的dqO坐标系的各级的电压基准实施逆dqO转换，生成uvw坐标系的各级的电压基准。v_1^uvw*～v_5^uvw*表示逆dqO转换后的各相的各级的电压基准。

PWM控制部6116包含载波生成部6116c。基于载波生成部6116c所生成的三角载波和由逆dqO转换部6115生成的各级的电压基准，生成用于控制电力转换器30的各开关的栅极信号，并经由栅极脉冲生成部6117向电力转换器30的各开关供给基于栅极信号的栅极脉冲。由此，控制电力转换器30的各开关的导通状态。

参照下面的式(14)～式(17)说明上述的一系列转换。式(14)～式(17)的展开与从dqO转换后的各并联转换器电流到获得各并联转换器的dqO形式的电压基准对应。由于dqO轴坐标系中的d轴、q轴、O轴的各分量没有数学上的差异，所以例示d轴分量，以此为代表进行说明。另外，为了简化说明，对将并联数N设为2的情况进行说明。

用式(14)来定义与d轴分量有关的各并联转换器的电流基准矢量I^d*、电流FBK矢量I^d和电压基准矢量V^d*。

[式14]

将前述的zc转换矩阵设为M_zc，将逆zc转换矩阵设为M_zc^(－1)。另外，若假设电流控制仅为比例控制，则由下面的式(15)定义电流控制增益的矩阵M_ACR。

[式15]

在上述的式(15)中，K_z是针对系统电流is的电流控制增益，K_c1是针对循环电流的电流控制增益。

使用上述的定义在下面的式(16)中表示图9的电压基准矢量V^d*的计算。

[式16]

如果使用下面的式(17)置换上述的式(16)，则可知与通过对并联转换器形式的电流差分(I^(d*)－I^d)的控制来计算电压基准矢量V^d*是等效的。

[式17]

根据本实施方式，通过利用zc转换，在zc转换后使用矩阵M_ACR来调整系统电流z和循环电流c

通过首先使用式(17)计算出转换矩阵M’，能够使用转换矩阵M’进行运算，能够减轻每个控制周期的运算负荷。

<第三实施方式>

对第三实施方式进行说明。

在第三实施方式中，对将上述的方法应用于并联数为三个的转换器的事例进行说明。该情况的结构相当于图1的结构。

参照图10，对第三实施方式的电流采样和电压基准的更新的定时进行说明。图10是用于对第三实施方式的电流采样和电压基准的更新的定时进行说明的图。

与前述的图5的不同点在于：通过将并联数从两个换成三个，将载波的个数从两个换成三个。由此，增加了从第二单元载波Car2延迟规定相位的第三单元载波Car3。各单元载波的相位差如上所述为等间隔。在该事例的情况下，对于单元载波的一个周期，电流采样和电压基准的更新的定时的次数变成八次。由于并联数为三个，合成电压(v1﹢v2﹢v3)成为－3E、－2E、－E、0、﹢E、﹢2E、﹢3E共计七级。

根据本实施方式，即使在转换器的并联数为三个的情况下，也能够生成上述的期望的合成电压。通过这样增加转换器的并联数，量化了的合成电压的值的变化的步阶相对于全振幅的比率变小，因此，有助于降低波纹噪声。

<第四实施方式>

对第四实施方式进行说明。

在第四实施方式中，对将上述的方法应用于驱动电动机401的驱动系统以外的系统中的事例进行说明。

第一应用例：

前述的图4所示的结构例能够应用于自激式无功功率补偿装置(Staticsynchronous compensator(STATCOM))。将其设为电力转换系统1A的主电路的概略结构，而非等效电路。在STATCOM的情况下，使多个单元转换器30X作为自激式逆变器发挥作用。换言之，也可以构成为除去单元转换器30X的逆变器电路。

像上述那样改变结构的定义，而且，作为STATCOM，可以通过电力转换系统1A对无效功率的补偿来实现电容器动作、无负荷及电抗器动作的各动作模式的切换。例如，上述逆变器的控制部(相当于前述转换器控制部611)可以通过调节在多个单元转换器30X内流动的循环电流来切换上述动作模式而补偿交流电源(电力系统)101的无效功率。

第二应用例：

而且，也可以将电池与其直流侧连接，将电力转换系统1A构成为电池电力储存装置。在该情况下，可以利用从交流电力转换的直流电力对电池进行充电、或者将蓄积在电池中的直流电力作为转换后的交流电力从电池放电。

根据上述的实施方式，能够在驱动系统以外的系统中应用同样的控制方法。

根据以上说明的至少一个实施方式，电力转换系统与多相交流的电力系统互连。所述电力转换系统具备多个转换器主体和控制部。所述多个转换器主体被设置为与所述电力系统的各相按相并联。所述控制部使用相互具有规定的相位差的多个载波信号通过载波比较型的PWM控制来控制所述多个转换器主体。所述控制部在所述多个载波信号中的特定的载波信号的一个周期中以规定的时间间隔确定四次以上的偶数次的定时，且在所述四次以上的偶数次的定时分别检测所述多个转换器主体的所述初级侧的电流。所述控制部使用检测出的所述初级侧的电流的值和所述初级侧的电流基准的值来生成用于所述PWM控制的电压基准，且在所述四次以上的偶数次的定时分别更新所述电压基准。所述控制部使用所述特定的载波信号和更新后的所述电压基准来控制所述多个转换器主体中的特定的转换器主体。由此，电力转换系统能够进一步提高电力系统侧的电流控制的控制响应性。

此外，上述的控制部601(计算机)例如具备存储部、CPU(central processingunit)、驱动部和获取部。存储部、CPU、驱动部和获取部例如经由BUS在控制部内连接。存储部包含半导体存储器。CPU包含根据软件程序来执行期望的处理的处理器。驱动部根据CPU的控制来生成对电力转换系统1的各部分的控制信号。获取部获取各电流传感器和电压传感器的检测结果。例如，控制部601的CPU基于由获取部获取的电流传感器和电压传感器的检测结果，通过驱动部来控制各相的主电路。控制部601可以像上述那样通过软件程序的处理来实现其处理的一部分或全部，也可以取而代之通过硬件来实现其处理的一部分或全部。另外，可以将控制部601适当地分割而构成，由此可以确保电路的绝缘性。

对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而提出的，并不意图限定发明的范围。这些实施方式能够以其他各种方式来实施，能够在不脱离发明的主旨的范围内进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨内，并且同样包含于权利要求书所记载的发明及其等同的范围内。

附图标记说明

1电力转换系统；201变压器；30电力转换器；30S、30U、30V、30W、30X单元转换器；302、3021、3031转换器；303、3022、3032逆变器；C1、CP、CN电容器；401电动机；101电力系统；601控制部；611转换器控制部；621逆变器控制部；201变压器；6111dqO转换部；6112 ZC转换部；6113电流控制部；6114逆ZC转换部；6115逆dqO转换部；6116PWM控制部；6117栅极脉冲生成部；6118电流基准生成部。