用于检测超宽带脉冲的电子电路

发明领域

本发明涉及一种用于检测超宽带脉冲的电子电路。

背景技术

超宽带(UWB)阅读器使用超宽带传输进行通信。与其他无线传输技术相比，UWB传输具有能够确定两个UWB设备(例如移动通信设备和认证设备)之间的精确距离的优势。距离可以例如使用双向测距(TWR)原理通过评估飞行时间(ToF)来计算。

此外，使用连接到一个UWB阅读器的多根天线或使用多个UWB锚点不仅可以确定UWB阅读器与UWB发射器之间的距离，还可以通过使用比如到达时间差(TDoA)或到达角(AoA)等原理确定相对位置、相对角度和/或相对取向。

进一步，UWB传输能够低功率应用。然而，对于没有永久有线电源并依赖电池供电的UWB阅读器来说，降低功耗是一个始终存在的设计目标。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种用于检测超宽带脉冲的电子电路，其克服了现有技术的一个或多个缺点。

特别地，本发明的一个目的是提供一种用于以比已知的现有技术电子电路更高的能量效率方式结合对干扰和杂散信号的高抗性来检测一个或多个超宽带脉冲的电子电路。进一步，本文公开的实施例的目的是提供一种超宽带阅读器，该超宽带阅读器具有基于一个或多个超宽带脉冲的检测进行能量高效唤醒的电子电路。

根据本发明的实施例，上述目的通过一种用于检测超宽带脉冲的电子电路来实现。电子电路包括被配置用于连接到超宽带天线的模拟输入端子。电子电路包括：低噪声放大器，连接到模拟输入端子并且被配置为放大通过超宽带天线接收到的一个或多个超宽带脉冲；以及比较器，连接到低噪声放大器并且被配置为针对超过预定义脉冲振幅阈值的超宽带脉冲而生成唤醒触发信号。

在一个实施例中，电子电路进一步包括积分器，积分器布置在低噪声放大器与比较器之间并且被配置为在预定义的积分时间周期内对一个或多个超宽带脉冲进行积分，其中，比较器进一步被配置为针对积分的超过预定义积分阈值的超宽带脉冲而生成唤醒触发信号。

在一个实施例中，电子电路进一步包括相关器，相关器布置在比较器的上游并且被配置为将一个或多个接收到的超宽带脉冲与模板超宽带波形相乘，并配置为在预定义的相关积分时间周期内对一个或多个相乘的超宽带脉冲进行积分。

在实施例中，相关积分时间周期是连续相关积分时间周期。

在一个实施例中，电子电路进一步包括正交解调器，正交解调器布置在低噪声放大器的下游，被配置为确定一个或多个超宽带脉冲的同相分量和正交分量。

在一个实施例中，一个或多个超宽带脉冲的解调同相分量添加到一个或多个超宽带脉冲的解调正交分量。

在一个实施例中，一个或多个超宽带脉冲的解调同相分量和一个或多个超宽带脉冲的解调正交分量均被直接或通过积分器和/或相关器传递到比较器，其中，比较器连接到下游逻辑门，下游逻辑门被配置为根据比较器的输出信号生成唤醒触发信号。

在一个实施例中，模拟输入端子连接到定向超宽带天线。例如，定向超宽带天线被配置为仅在特定水平和/或竖直角度范围内接收超宽带传输。特别地，天线被配置成使得灵敏度的主波束指向特定方向，该方向取决于应用。例如，在电子电路包括在布置在访问控制门处或附近的访问控制终端中的访问控制应用中，天线被配置成使得仅从特定方向接收超宽带传输和/或预定义脉冲振幅阈值被配置成使得来自主波束的超宽带传输生成唤醒触发信号。

在一个实施例中，电子电路包括连接到低噪声放大器的定时电路，定时电路被配置为响应于电子电路发射的信标脉冲来接收一个或多个超宽带脉冲、使用接收特定超宽带脉冲与发射信标脉冲之间的时间差来确定距离、以及只有在距离小于预定义接近度距离时才转发特定超宽带脉冲、特别是用于生成唤醒触发信号。

在一个实施例中，电子电路被配置为响应于电子电路、与电子电路并联的发射电子电路或对应测距设备发射的信标接收而接收一个或多个超宽带脉冲。

在一个实施例中，电子电路包括两个模拟输入端子，模拟输入端子被配置为分别连接到两个超宽带天线，其中，定时电路被配置为针对从两个模拟输入端子接收到的特定超宽带脉冲的时间差确定从两个模拟输入端子接收特定超宽带脉冲的时间差和/或从两个模拟输入端子接收到的特定超宽带脉冲的相位差。定时电路被配置为只有分别当时间差对应于预定时间差范围时或者当相位差对应于预定相位差范围时，才转发特定超宽带脉冲，特别是用于生成唤醒触发信号。

在一个实施例中，电子电路包括多个模拟输入端子，模拟输入端子用于分别连接到多个超宽带天线，电子电路进一步包括方向组件，方向组件被配置为根据一个或多个超宽带脉冲的接收时间或相位确定一个或多个超宽带的传输方向，其中，方向组件进一步被配置为只有在确定的传输方向与预定传输方向匹配时才转发一个或多个超宽带脉冲。

本发明还涉及一种包括所述的电子电路的超宽带阅读器，该超宽带阅读器包括连接到电子电路的数字处理单元，该数字处理单元被配置为在接收到唤醒触发信号时唤醒。

在一个实施例中，超宽带阅读器进一步包括电池。数字处理单元初始是断电的，并且唤醒触发信号由开关接收，开关被配置为通过将电池连接到数字处理单元来唤醒数字处理单元。

在一个实施例中，数字处理单元初始处于低功率状态，并且唤醒触发信号被配置为将数字处理单元切换到高功率状态，数字处理单元具有在高功率状态下比在低功率状态下相对更高的功耗。

在一个实施例中，超宽带读取器进一步包括模数转换器，模数转换器布置在低噪声放大器的下游，其中，模数转换器连接到数字处理单元并且被配置为根据一个或多个超宽带脉冲生成数字信号，并且其中，数字处理单元被配置为使用数字信号对发射一个或多个超宽带脉冲的超宽带设备进行认证和/或识别。

附图简单说明

从下文给出的具体实施方式和附图将更充分地理解本文详细描述的公开内容，这些不应认为对所附权利要求中描述的公开内容的限制。附图中：

图1：显示了用于检测超宽带脉冲的电子电路的示意性说明的框图；

图2：显示了还包括积分器的电子电路的示意性说明的框图；

图3：显示了还包括相关器的电子电路的示意性说明的框图；

图4至图6：显示了还包括正交解调器的电子电路的示意性说明的框图；

图7、图8：显示了还包括定时电路的电子电路的示意性说明的框图；

图9至图11：显示了包括用于检测超宽带脉冲的电子电路以及数字处理单元的超宽带阅读器的示意性框图；

图12：显示了作为时间函数的超宽带脉冲振幅和电子电路的相应响应的示意性图表；

图13：显示了电子电路与移动超宽带设备之间的单面双向测距的示意性时序图；

图14：显示了电子电路与移动超宽带设备之间的双面双向测距的示意性时序图；

图15：显示了根据实施例的比较器的示意性地电路图；

图16：显示了作为时间函数的超宽带脉冲振幅以及包括比较器的电子电路的相应响应的示意性图表；

图17：显示了根据实施例的带有迟滞的比较器的示意性电路图；

图18：显示了作为时间函数的超宽带脉冲振幅和包括带有迟滞的比较器的电子电路的相应响应的示意性图表；

图19：显示了根据实施例的带有整流输入和迟滞的比较器的示意性电路图；

图20：显示了作为时间函数的超宽带脉冲振幅以及包括带有整流输入和迟滞的比较器的电子电路的相应响应的示意性图表；

图21：显示了根据实施例的具有正负阈值和迟滞的比较器的示意性电路图；

图22：显示了作为时间函数的超宽带脉冲振幅和具有正负阈值和迟滞的电子电路的相应响应的示意性图表；

图23：显示了根据实施例的具有正负阈值和迟滞以及附加输出的比较器的示意性电路图；以及

图24：显示了例如在图5中出现的、作为时间的函数的解调和相关的超宽带脉冲振幅以及特别是在附加输出处具有正负阈值和滞后的电子电路的相应响应的示意性图表。

具体实施方式

现在将详细参考某些实施例，其示例在附图中图示，在附图中示出了一些但不是所有特征。实际上，本文中公开的实施例可以被实施为许多不同的形式并且不应被解释为局限于本文中阐述的实施例；而是，提供这些实施例使得使本发明满足适用的法律要求。只要有可能，相同的附图标记将用于指代相同的组件或部件。

图1示出了电子电路1。电子电路1的模拟输入端子11连接到超宽带天线2。优选地，超宽带天线2通过导线或电路板迹线直接连接到模拟输入端子11，而无需任何中间的有源或无源电子组件。电子电路1包括使用导线或导电迹线相互连接的各种电子组件。优选地，电子电路1的电子组件布置在单个印刷电路板(PCB)上。每个电子组件具有一个或多个输入信号和一个或多个输出信号。低噪声放大器(LNA)12连接到模拟输入端子11，用于放大超宽带天线2接收到的一个或多个超宽带脉冲。LNA 12是一种被配置用于放大非常低功率的信号而不会显着降低其信噪比的电子放大器。LNA 12适合于特别是在无线天线接收器中使用，因为它们的本底噪声低并且增益高(例如10-20dB)使得可以接收低功率无线信号、特别是低功率超宽带脉冲。LNA 12连接到比较器13。比较器13被配置为将接收到的(和放大的)超宽带脉冲的脉冲振幅与定义的阈值脉冲振幅进行比较。比较器13被配置为如果超宽带脉冲的脉冲振幅超过定义的阈值脉冲振幅，则比较器13生成唤醒触发信号并在电子电路1的唤醒触发信号输出14处输出该唤醒触发信号。比较器13例如包括高增益差分放大器。唤醒触发信号的具体特征取决于实施例。唤醒触发信号的示例包括模拟信号和数字触发信号，比如特定电压范围内的模拟电压、或二进制数字触发信号。

如以下参考图1至图11、图15、图17、图19、图21和图23所述，在至少一些实施例中，电子电路1的唤醒触发信号输出14对应于比较器13的输出，特别是因为比较器13的输出直接连接到电子电路1的唤醒触发信号输出14。

在其他实施例中，如下文参考图6所述的中间组件，例如逻辑门，被配置为将两个比较器13A和13B的输出作为输入，并使用一个或多个比较器13的输出生成唤醒触发信号输出14。

在其他实施例中，如参考图11所述的比如ADC 7的中间组件将超宽带脉冲转变成数字数据输出14'，数字数据输出本身可以用作唤醒触发信号。

根据实施例，唤醒触发信号被配置为唤醒连接到电子电路1的设备的一个或多个其他的电子组件和/或唤醒其中集成了电子电路1的设备的一个或多个其他的电子组件，特别是唤醒如参考图9至图11所述的超宽带阅读器3。术语“唤醒”被理解为是指在电子组件中从电子组件消耗少量功率(或根本没有消耗功率)的“睡眠”状态移动到电子组件消耗大量功率(与“睡眠”状态相比时)的“唤醒”状态。根据电子组件的具体情况，与唤醒状态相比，睡眠状态的功能有所降低。

因此，电子电路1被配置为检测一个或多个超宽带脉冲是否已经在天线2处被接收，在该天线中，至少一个超宽带脉冲超过了由比较器13的预定义脉冲振幅阈值确定的特定信号强度。通过检测天线2是否已接收到一个或多个超宽带脉冲，电子电路1能够检测超宽带发射器。

在实施例中，电子电路1是模拟电子电路1。具体地，模拟电子电路1仅由布置在信号路径上、即在模拟输入端子11与唤醒触发信号输出14之间的模拟组件组成。换言之，一个或多个超宽带脉冲在电子电路1中没有被数字化以生成唤醒触发信号(即电子电路1不包括用于生成唤醒触发信号的模数转换器)。

在一些实施例中，不使用电子电路1中的数字组件或技术来处理一个或多个超宽带脉冲。

特别是在信号链中的前述数字组件的好处是降低了电子电路1的成本和复杂性。进一步，其增加了电子电路1的功率效率。

在实施例中，电子电路1使用多个分立电子组件来实现。特别地，分立电子组件布置在印刷电路板(PCB)上并通过PCB迹线和/或导线直接或间接地相互连接。分立电子组件包括如本文中所述的电子电路1的各种元件和组件中的一个或多个，例如参考图1描述的LNA 12和比较器13，但也包括参考其余图描述的其他元件和组件。

在实施例中，电子电路1由集成电路(IC)实现。IC优选地包括沿信号链的模拟组件，即模拟输入端子11与唤醒触发信号输出14之间的直接信号链仅包含模拟组件。

根据实施例，一个或多个超宽带脉冲使用特定编码方案对数据进行数字编码。在示例中，相移键控，比如二进制相移键控(BPSK)，通过调制一个或多个超宽带脉冲的相位来对数字位进行编码从而传送数据。

在实施例中，脉冲振幅阈值包括多个脉冲振幅阈值。在超宽带脉冲使用BPSK对数据进行编码的示例中，脉冲振幅阈值包括正脉冲振幅阈值和负脉冲振幅阈值。比较器13被配置为如果超过正脉冲振幅阈值和负脉冲振幅阈值之一或两者、即一个或多个超宽带脉冲的脉冲振幅大于正脉冲振幅、和/或脉冲振幅小于负脉冲振幅阈值，则生成唤醒触发信号。根据实施例，比较器13被配置为根据一个或多个超宽带脉冲的超宽带脉冲振幅的绝对值生成唤醒触发信号。

根据实施例，电子电路1被具体配置用于接收低速率脉冲(LRP)超宽带脉冲和/或高速率脉冲(HRP)超宽带脉冲。由于LRP超宽带脉冲与HRP超宽带脉冲之间的超宽带脉冲的振幅不同，因此定义的脉冲振幅阈值会相应调整。具体地，LRP超宽带脉冲的振幅脉冲通常比HRP超宽带脉冲更高，因此脉冲振幅阈值在电子电路1被配置用于LRP超宽带脉冲时比电子电路1被配置用于HRP超宽带脉冲时更高。

根据实施例，电子电路1包含两个并联的比较器13，这些比较器被配置成使得第一比较器13的脉冲振幅阈值被设计用于检测LRP超宽带脉冲并且第二比较器13的脉冲振幅阈值被设计用于检测HRP超宽带脉冲。

在实施例中，比较器13通过模拟比较器13实现，例如使用参考图15、图17、图19和图21中更详细描述的一个或多个运算放大器(op-amps)。

图2示出了参考图1描述的电子电路1的框图，该电子电路进一步包括积分器15。积分器15布置在LNA12的下游和比较器13的上游，并且被配置用于对多个超宽带脉冲进行积分，使得积分器15的输出信号随着超宽带脉冲数量的增加而增加。积分器15被配置成具有弛豫时间，使得积分器15的输出信号、特别是输出信号的电压电平在没有接收到其他超宽带脉冲时逐渐返回到基线值。积分器15连接到比较器13，该比较器被配置为如果积分器15的输出信号超过预定义积分阈值时生成唤醒触发信号。

例如，积分阈值被定义成使得电子电路1必须在定义短时间周期内接收到至少十个超宽带脉冲、优选二十个超宽带脉冲，使得积分器15生成超过比较器13的积分阈值的输出信号。

因此，电子电路1被配置为只有当在短时间周期内接收到预定义数量的超宽带脉冲时才生成唤醒触发信号。这具有如下技术优势，即电子电路1接收到单个和/或几个假超宽带脉冲时不会引起生成唤醒触发信号。

在实施例中，积分器15通过模拟积分器15实现。具体地，模拟积分器15仅包括唯一模拟电路。

在实施例中，电子电路1进一步包括布置在LNA 12下游、特别是在LNA 12与积分器15之间的整流器。另外或可替代地，电子电路1包括布置在LNA 12下游、特别是在LNA 12与积分器15之间的包络检测器和/或滤波器(例如，低通滤波器或带通滤波器)。

图3示出了参照图1描述的电子电路1的框图，该电子电路进一步包括布置在低噪声放大器12下游和比较器13上游的相关器16。相关器16被配置为在混频器162中将天线2接收到的一个或多个(放大的)超宽带脉冲与模板超宽带脉冲161相乘。该乘法具有增加所接收到的具有与模板脉冲161相关(即相似)的波形的超宽带脉冲的振幅同时抑制所接收到的具有与模板脉冲161不同的波形的超宽带脉冲的作用。下游的积分器163对超宽带脉冲进行积分并将积分器163的输出信号转发到比较器13。积分器163在预定义的相关积分时间周期内对超宽带脉冲进行积分。

通过将接收到的一个或多个超宽带脉冲与模板波形161相乘，电子电路1检测超宽带信号的选择性更高，该超宽带信号可以由多个超宽带脉冲构成。例如，电子电路1仅在预定数量的超宽带脉冲具有的波形与存储的模板波形161相关时才产生唤醒触发信号。

在实施例中，相关积分时间周期是连续相关积分时间周期。

根据实施例，模板超宽带脉冲161由模拟组件和/或数字组件提供。例如，模板超宽带脉冲161例如以查找表的形式存储在数字存储器中。

根据实施例，模板超宽带脉冲161包括模板超宽带脉冲161的完整波形和/或模板超宽带脉冲的包络。

实际上，相关器16执行每个一个或多个超宽带脉冲与模板脉冲161的卷积。

根据实施例，相关器16执行每一个或多个超宽带脉冲与模板脉冲161的互相关。

在实施例中，相关器16是模拟相关器16，例如包括吉尔伯特单元(Gilbert cell)。

在实施例中，相关器16被配置为使用存储的模板超宽带脉冲161的包络作为比较的基础。特别地，相关器16被配置为将天线2接收到的一个或多个(放大的)超宽带脉冲与模板超宽带脉冲161的包络相乘。

在实施例中，整流器、包络检测器和/或滤波器(例如，低通滤波器或带通滤波器)布置在LNA12的下游，特别是在LNA 12与相关器16之间。

图4示出了参照图1描述的电子电路1的框图，该电子电路进一步包括正交解调器17。正交解调器17被配置为接收放大的一个或多个超宽带脉冲并将超宽带脉冲解调为同相分量和正交分量。正交解调器17布置在低噪声放大器(12，12A，12B)的下游。电子电路1被配置为分别在模拟输出171和172处提供同相分量和正交分量。

根据实施例，正交解调器17具有本地振荡器或连接到电子电路1的本地振荡器。正交解调器17包括混频器，混频器被配置为将本地振荡器的同相输出信号与接收到的超宽带脉冲混合以生成同相分量，并且被配置为将本地振荡器的90°异相输出信号与接收到的超宽带脉冲混合以生成正交分量。

根据实施例，同相分量和正交分量均被提供给布置在正交解调器17下游的模数转换器(ADC)，使得模拟输出171和172分别设置有超宽带信号的同相分量和正交分量的数字表示。

在实施例中，正交解调器17包括在将超宽带脉冲解调为同相分量和正交分量之后的滤波器块。

图5示出了参照图3描述的电子电路1的框图，该电子电路进一步包括布置在LNA12下游和相关器16上游的正交解调器17。正交解调器17被配置为使得将两个输出信号、即同相分量和正交分量相加在一起。正交解调器17的组合(即相加的)输出信号然后被转发到(即作为输入信号提供给)相关器16。

在实施例中，正交解调器17是模拟正交解调器17。具体地，正交解调器17仅仅使用模拟电路来实现。

将同相分量和正交分量相加，并且如加法符号所示的求和信号被提供给相关器16。

在实施例中，电子电路1包括布置在正交解调器17下游、特别是在正交解调器17与相关器16之间的整流器、包络检测器和/或滤波器。

在实施例中，电子电路1包括如图5中的虚线连接所示的反馈连接。反馈连接将相关器16的输出与解调器17连接起来。反馈连接提供解调器17的本地振荡器的相位控制和/或频率控制以最大化相关器16的振幅。

图6示出了电子电路1的框图，该电子电路具有先前参考图1至图5描述的许多组件，但是同相分量和正交分量分别在单独的相关器16A、16B和比较器13A、13B中分别相关和比较。具体地，正交解调器17的同相分量输出信号被提供给第一相关器16A，该第一相关器则连接到第一比较器13A。类似地，正交解调器17的正交分量输出信号连接到第二相关器16B，该第二相关器则连接到第二比较器13B。比较器13A、13B连接到逻辑门18，逻辑门的输出信号取决于比较器13A、13B的输出信号。

例如，逻辑门18是或门，使得逻辑门18只有在比较器13A、13B中的一个或两个检测到超宽带脉冲(即任一比较器13A、13B的输入信号超过脉冲振幅阈值)时才转发唤醒触发信号。在另一个示例中，逻辑门18是与门，使得唤醒触发信号只有在两个比较器13A、13B都检测到超宽带脉冲时才被逻辑门18转发。

在实施例中，电子电路1包括布置在正交解调器17的每个输出下游、特别是在正交解调器17的每个输出与每个相关器16A、16B之间的整流器、包络检测器和/或滤波器。

在实施例中，提供模拟输出171和172用于分别直接输出来自比较器13A、13B的信号。

图7示出了参照图1描述的电子电路1的框图。定时电路19布置在LNA12下游和(可选的)比较器13上游。定时电路19被配置为发射信标超宽带脉冲，优选地以规则的间隔(比如每秒一次)发射。使用天线2发射信标超宽带脉冲。

在实施例中，发射器电路与电子电路1并联布置，该电子电路被配置为使用天线2发射信标超宽带脉冲。

根据实施例，定时电路19或电子电路1具有被配置为放大信标超宽带脉冲的单独放大器。

在实施例中，电子电路1具有用于将定时电路19连接到天线2、特别是用于发射信标超宽带脉冲的单独连接。

信标超宽带脉冲被配置为由移动超宽带设备9接收，特别是由用户携带的移动超宽带设备9(参见图13和图14)接收。定时电路19被配置为响应于发射的信标超宽带脉冲接收一个或多个超宽带脉冲。定时电路19被配置为使用特定超宽带脉冲的接收与信标脉冲的发射之间的时间差来确定距离。特别地，当额外考虑移动超宽带设备9的响应时间时，使用飞行时间(ToF)计算的电子电路1与移动超宽带设备9之间的距离。

根据实施例，定时电路19被配置为只有在距离小于预定义接近度距离时才转发特定超宽带脉冲，例如以唤醒触发信号的形式。替代地，定时电路19被配置为只有当距离小于预定接近度距离时才将超宽带脉冲转发到比较器13。

以这种方式，电子电路1只有在超宽带发射器(例如所述移动超宽带设备9)在接近度距离内时才转发唤醒触发信号。

根据实施例，上述定时电路19还与参考图3、图5、图6所述的相关器16相结合。例如，相关器16设置在定时电路19的上游或下游。

附加地，根据实施例，参考图2描述的积分器15布置在定时电路19的上游或下游。

在实施例中，定时电路19是模拟定时电路19。具体地，模拟定时电路19仅仅使用模拟电路来实现。

图8示出了具有两个模拟输入端子11A、11B的电子电路1的框图，每个模拟输入端子分别连接到单独的LNA 12A、12B。每个模拟输入端子11A、11B连接到单独的天线2A、2B。定时电路19连接到LNA 12A、12B并且被配置为确定在两个模拟输入端子11A、11B处接收到的特定超宽带脉冲之间的时间差和/或相位差。通过确定时间差和/或相位差，除了距离外，定时组件19还能够确定接收特定超宽带脉冲的方向。

在实施例中，天线2A、2B是面向不同方向的定向天线2A、2B，并且定时电路19被配置为确定定向天线2A、2B接收到超宽带脉冲的方向。定时电路19进一步被配置为只有当接收方向对应于一个或多个预定方向时才使用在定向天线2A、2B处接收到的超宽带脉冲的信号特性、特别是超宽带脉冲的振幅转发超宽带脉冲。

在实施例中，定时组件19被配置为只有当接收方向对应于一个或多个预定方向时才将超宽带脉冲转发到(可选的)比较器13。

例如，预定方向由一个或多个竖直和/或水平角度范围定义。

在实施例中，定时电路19将超宽带脉冲转发到(可选的)比较器13，该比较器根据超宽带脉冲的振幅生成唤醒触发信号。

根据实施例，比较器13被布置为定时电路19的一部分和/或定时电路19被配置为拥有如本文所述的比较器13的功能。

图9示出了超宽带阅读器3的框图，该超宽带阅读器包括电子电路1、天线2以及数字处理单元(DPU)4。数字处理单元4是例如数字微处理器，比如超宽带调制解调器。DPU 4可选地包含超宽带接收器、发射器、和/或模数转换器。DPU 4通过电子电路1连接到天线。

DPU 4连接到电子电路1的唤醒触发信号输出14。根据实施例，DPU 4替代地或附加地通过导线41连接到天线2。DPU 4被配置为最初处于休眠状态，在休眠状态期间，与唤醒状态相比，其消耗的功率极小或不消耗功率。

DPU 4连接到电子电路1并且被配置为从电子电路1接收唤醒触发信号并且响应于唤醒，即从睡眠状态转变到唤醒状态。特别地，睡眠状态由DPU 4不接收和/或不处理通过电子电路1或通过比如导线41的另一连接件从天线2接收到的任何超宽带脉冲来定义。唤醒状态由电子电路1接收和处理从天线2接收到的超宽带脉冲来定义。

根据实施例，DPU 4被配置为在唤醒状态下执行多个功能中的一个或多个功能。例如，DPU 4被配置为使用接收到的一个或多个超宽带脉冲的信号特性来执行测距。例如，DPU4还被配置为发射超宽带脉冲。在另一个示例中，DPU 4被配置为使用包含在天线2接收到的一个或多个超宽带脉冲中的标识和/或密钥来执行访问控制。

根据实施例，DPU 4被配置为在定义的不活动时期之后，例如在未接收任何超宽带脉冲的定义时期之后恢复到睡眠状态。

在实施例中，天线2接收到的一个或多个超宽带脉冲包括一个或多个LRP超宽带脉冲的序列，接着是一个或多个超宽带HRP脉冲。电子电路1被配置为接收一个或多个LRP超宽带脉冲并生成如本文所述的唤醒触发信号。特别是，脉冲振幅阈值的定义考虑了LRP超宽带脉冲的更高瞬时峰值功率。

DPU 4被配置为特别是通过将HRP超宽带脉冲数字化以提取编码数字位以便执行一个或多个功能来处理一个或多个HRP超宽带脉冲。超宽带阅读器3的这种配置由于LRP脉冲的瞬时峰值功率较高而实现了高选择性以及因此实现了较高的脉冲振幅阈值，同时允许由HRP超宽带脉冲实现的较高数据传输速率。

在实施例中，电子电路1和DPU 4都通过PCB上的集成电路(IC)实现，集成电路通过PCB迹线直接或间接地相互连接。天线2可以进一步布置在同一PCB上，或者连接到PCB，因此连接电子电路1以及可选地还连接DPU 4。

在实施例中，电子电路1和DPU 4集成在同一IC中。优选地，电子电路1至少沿着输入端子11与唤醒触发信号输出14之间的信号链仅包含模拟组件。

图10示出了参照图9描述的超宽带阅读器3的框图，该超宽带阅读器另外包含开关6，该开关被配置为在从电子电路1接收到唤醒触发信号后就将DPU 4电连接到电池5。由此，开关6通过将电池5连接到DPU 4来为DPU 4供电。

根据实施例，开关6被布置为电子电路1或DPU 4的一部分，或者被布置为布置在电子电路1与DPU 4之间的单独电路。

在实施例中，开关6被配置为在接收到唤醒触发信号后将电池5与DPU 4之间的电连接保持预定时间段，在该时间段之后开关6将电池5与DPU 4断开。

在实施例中，开关6被配置为从DPU 4接收关闭触发信号，在接收到该关闭触发信号时，开关6将DPU 4与电池5断开。

图11示出了参照图9和图10描述的超宽带读取器3的框图，其中电子电路1进一步包括布置在LNA 12下游的模数转换器(ADC)7。ADC 7被配置为将(放大的)模拟输入信号数字化并将数字化的输出信号提供给DPU 4。附图标记8指的是图11中未示出但在图1至图9中示出的电子电路1的各种组件。

数字化输出信号14'可以用作唤醒触发信号，在实施例中允许省略模块8。在实施例中，(如参考前面的图所描述的)正交解调器布置在ADC 7的上游，特别是在LNA 12与ADC7之间。

图12示出了图示使用二进制相移键控(BPSK)对逻辑“0”和逻辑“1”进行编码的接收到的超宽带脉冲的理想化波形的图表。图示了编码“0”和“1”的超宽带脉冲。振幅是归一化振幅。时间以纳秒为单位，可以看出所示超宽带脉冲的总持续时间约为0.3纳秒。特别地，该图表示出了在通过LNA 12放大后的超宽带脉冲振幅、以及比较器13的输出信号。可以看出，比较器13的输出信号为“0”，而超宽带脉冲振幅低于BPSK“0”信号的预定义脉冲振幅阈值。类似地，比较器13的输出信号保持在“0”，而超宽带脉冲振幅高于BPSK“1”信号的预定义脉冲振幅阈值。

根据实施例，特别是如参考图1至图8所描述的电子电路1被设计为如图所示在比较器13处产生输出信号。

比较器13生成的唤醒触发信号由比较器输出信号从归一化振幅0到1的变化来定义。

在实施例中，唤醒触发信号被转发到参考图9至图11所描述的超宽带读取器13。

本公开的上述实施例是示例性的，并且本领域技术人员知道，在不脱离本公开的范围的情况下，在上述实施例中描述的至少一些组件可以被重新布置、省略或引入到其他实施例中。

图13示出了图示了电子电路1与移动超宽带设备9之间的单面双向测距的时序图。特别地，时序图适用于上面参照图7描述的实施例，其中电子电路1发射超宽带脉冲、特别是信标脉冲。

在步骤S1中，电子电路1发射超宽带脉冲、特别是信标脉冲。在传播时间T1之后，移动超宽带设备9在步骤S2中接收超宽带脉冲。传播时间T1取决于电子电路1与移动超宽带设备9之间的距离。超宽带设备9在处理时间T2内处理接收到的超宽带脉冲。超宽带设备9在步骤S3中发射一个或多个超宽带脉冲、特别是一个或多个响应脉冲。在与T1大致相同的传播时间T3之后，电子电路1在步骤S4中接收一个或多个超宽带脉冲。往返时间被定义为T1、T2和T3的总和。

在处理时间T2被预定义的实施例中，例如在移动超宽带设备9具有已知且一致的处理时间T2的实施例中，电子设备1，特别是定时电路19，被配置为只有当往返时间小于预定阈值时间时才转发在步骤S4中接收到的一个或多个超宽带脉冲以生成唤醒触发信号。预定义阈值时间是考虑到处理时间T2和预定义接近度距离来定义的，通过考虑到超宽带信号的传播速度，预定义接近度距离与传播时间T1、T2相关。特别地，预定义阈值时间被定义成使得超宽带设备9必须在距电子电路1的预定义接近度距离处或之内，以达到或落在预定义阈值时间之内。

在实施例中，电子设备1被配置为从一个或多个响应脉冲中解码编码的处理时间T2。电子设备1，特别是定时电路19，进一步被配置为只有在往返时间小于阈值时间时才转发在步骤S4中接收到的一个或多个超宽带脉冲以生成唤醒触发信号，考虑到处理时间T2和预定义接近度距离来确定阈值时间。特别地，阈值时间被定义成使得超宽带设备9必须在距电子电路1的预定义接近度距离处或之内，以达到或落在预定义阈值时间之内。

图14示出了图示了电子电路1与移动超宽带设备9之间的双面双向测距的时序图。时序图对应于本文中描述的电子电路1的几个实施例，特别是对应于上面参考图7描述的实施例，其中电子电路1发射超宽带脉冲、特别是信标脉冲。本时序图图示了电子电路1的信标脉冲响应于移动超宽带设备9发射的一个或多个超宽带脉冲而被发射的实施例。

在步骤S5中，移动超宽带设备9在传播时间T4之后将一个或多个超宽带脉冲发送到在步骤S6中接收到它们的电子电路1。在处理时间T5之后，电子电路1在步骤S1中发射信标脉冲。随后，如上文参考图13所述，进行步骤S1-S4。

在实施例中，电子电路1，特别是定时电路19，被配置为转发在步骤S4中接收到的一个或多个超宽带脉冲，以生成如上文参考图13所述的唤醒触发信号。

在实施例中，电子电路1被配置为转发在步骤S4中接收到的一个或多个超宽带脉冲以通过还考虑在步骤S6中接收到的一个或多个超宽带脉冲来生成唤醒触发信号。特别是第一往返时间T

其中T

图15、图17、图19、图21和图23示出了比较器13的实施例，并且图16、图18、图20、图22和图24分别示出了图示了比较器13的输出的图表。根据实施例，在根据本公开的电子电路1中实现如下参照前述图15、图17、图19、图21和图23描述的比较器13。

其中实现特定比较器13的电子电路1是以上特别是参考图1至图11所述的电子电路1之一。

图15示出了使用运算放大器131实现的比较器13，该运算放大器被配置为将输入电压V

输入电压V

如果输入电压V

图16示出了图示了随时间推移超宽带脉冲的振幅和根据图15的、作为时间函数的比较器13的对应比较器输出的图表。

特别地，如图16所示的图表展示了针对单个接收到的超宽带脉冲的比较器13的输出14。比较器13接收到的作为电压V

在超宽带脉冲的V

由V

比较器输出14在图表中由曲线COMPARATOR OUT表示，其作为时间函数的振幅(即电压)以归一化的比例示出。

如图表中所示，当超宽带脉冲满足阈值时，对应于图15中的输出14的COMPARATOROUT输出从0变为1，从而生成唤醒触发信号。

图17示出了与图15中所示的比较器13类似地实现的比较器13，但是在输入电压V

特别地，如图18所示的图表展示了针对单个接收到的超宽带脉冲的比较器13的输出14。比较器13接收到的超宽带脉冲产生如图表所示的输出。

在超宽带脉冲的V

由V

比较器输出14在图表中由曲线COMPARATOR OUT表示，其作为时间函数的振幅(即电压)以归一化的比例示出。

如图表中所示，当超宽带脉冲满足阈值时，对应于图17中的输出14的COMPARATOROUT输出从0变为1，从而生成唤醒触发信号。

图19示出了与图17中所示的比较器13类似地实现的比较器13，但是在输入电压V

特别地，该图表显示了比较器13针对单个接收到的超宽带脉冲的输出14。比较器13接收到的超宽带脉冲产生如图表所示的输出。

在超宽带脉冲的V

由V

比较器输出14在图表中由曲线COMPARATOR OUT表示，其作为时间函数的振幅(即电压)以归一化的比例示出。

如图表中所示，当超宽带脉冲满足阈值时，对应于图19中的输出14的COMPARATOROUT输出从0变为1，从而生成唤醒触发信号。

图21示出了包括两个运算放大器131A、131B的比较器13，其中第一运算放大器131A配置有正阈值(即，当超宽带脉冲的振幅超过预定义阈值时生成唤醒触发信号)，并且其中第二运算放大器131B配置有负阈值(即，当超宽带脉冲的振幅低于预定义阈值时生成唤醒触发信号)。

为避免混乱，未示出所有附图标记。特别地，示出了与第二运算放大器131B相关的完整附图标记，而第一运算放大器131A的那些附图标记被部分省略。参考图15、图17和图19，这些图示出了第一运算放大器131A的附图标记。

参考图15、图17和图19所述，连接第一运算放大器131A。第二运算放大器131B反向连接，使得第二运算放大器131B的输出端子136B在输入端子V

特别地，第二运算放大器131B的负端子132B连接到负阈值电压V

在一个实施例中，输入电压V

如图22所示的图表所示，图21所示的比较器13被配置为如果超宽带脉冲的振幅下降到低于预定义负阈值电压或者如果超宽带脉冲的振幅超过预定义正阈值电压，则生成唤醒触发信号。附加地，负阈值电压包括正迟滞电压和负迟滞电压，类似地，正阈值电压也包括正迟滞电压和负迟滞电压，使得需要超宽带脉冲的振幅更大(量级方面)来使比较器13开始产生唤醒触发信号而不是停止产生唤醒触发信号。

特别地，该图表图示了比较器13针对单个接收到的超宽带脉冲的输出14。比较器13接收到的超宽带脉冲产生如图表所示的输出。

在超宽带脉冲的输入电压V

由V

比较器输出14在图表中由曲线COMPARATOR OUT表示，其作为时间函数的振幅(即电压)以归一化的比例示出。

如图表中所示，当超宽带脉冲满足阈值时，对应于图21中的输出14的COMPARATOROUT输出从0变为1，从而生成唤醒触发信号。

图23示出了图21的比较器13，该比较器包括分别第一运算放大器131A和第二运算放大器131B的附加输出171、172。由此，例如上述参考图3、图5或图6所述的包括比较器13的电子电路1设置有附加输出171、172。

在一个或多个超宽带脉冲使用如上所述的相移键控BPSK对数据进行数字编码的实施例中，比较器13的正输出171提供‘0’位而比较器13的负输出172提供‘1’位。

输入电压

参考前述附图所描述的，比较器13的输出连接到电子电路1的唤醒触发信号输出14。

图24示出了图示了参考图23描述的比较器13的输出的图表。特别地，这些是当在电子电路1的输入端子11处接收到的超宽带脉冲穿过相关器16然后被输入到比较器13中时比较器13的输出，参考上述图3、图5和图6所描述的。

特别地，该图表图示了针对如下两个相关的超宽带脉冲的比较器13的输出14、171、172：根据BPSK对‘0’位进行编码的第一相关超宽带脉冲和根据BPSK对‘1’位进行编码的第二相关超宽带脉冲。用于生成如图所示的输出的第一相关超宽带脉冲和第二相关超宽带脉冲在振幅上略有不同，从而具有最小的移位触发时间，以便更好地图示输出14、171、172。

在第一相关超宽带脉冲和第二相关超宽带脉冲的V

由V

比较器输出14、171、172在图表中分别由曲线COMPARATOR OUT、COMPARATOR POS和COMPARATOR NEG表示，其振幅(即电压)作为时间的函数以归一化的比例示出。

如图表中所示，当表示‘0’位的第一超宽带脉冲满足阈值THOLD POS HYST+时，对应于图23中的输出171的COMPARATOR POS输出从0变为1。当表示‘1’位的第二超宽带脉冲满足阈值THOLD NEG HYST-时，对应于图23中的输出172的COMPARATOR NEG输出从0变为1(仅出于说明目的而示出为从0变为-1)。如果门1310是或门，当COMPARATOR POS或COMPARATORNEG输出从0变为1时，对应于图23中的输出14的COMPARATOR OUT输出从0变为1，由此生成唤醒触发信号。