一种变换器的输出电压生成方法及系统

技术领域

本发明属于直流输电系统技术领域，特别涉及一种变换器的输出电压生成方法及系统。

背景技术

现有电力电子变换器通常体积大，成本高。具体体现在功率开关器件数量和电容器用量十分巨大。例如，传统的模块化多电平换流器(Modu l ar-Mu l t i l eve l-Converter,MMC)，在应用于三相系统时，需要6个桥臂，每个桥臂需承担直流母线电压，同时模块电容具有工频波动，导致电容、器件数量非常庞大，成本高昂，体积巨大。

现有输出电压生成方法，通过MMC桥臂输出正负半周对称的交流电压，导致需要耐受交流电压峰峰值的模块数，模块数量众多。

因此，需要设计一种变换器的输出电压生成方法及系统，以解决上述技术问题。

发明内容

针对上述技术问题，本发明提供了一种变换器的输出电压生成方法，其中，所述变换器包括并联的新型串联阀以及开关电容阀，其中，

新型串联阀，用于实现交、直流之间的变换；

所述开关电容阀，用于实现变换器的直流电压到脉动直流电压之间的变换；

所述方法包括：

根据任意波形的相电压调制波电压Um，控制新型串联阀和开关电容阀均输出电压Um。

进一步地，控制新型串联阀输出电压Um，包括：

对Um进行过零点检测，新型串联阀仅在Um过零点切换输出状态。

进一步地，所述切换输出状态满足：

当新型串联阀是全桥结构时：

当Um由负到正，新型串联阀输出状态从新型串联阀的其中一相桥臂的下桥臂和另一相桥臂的上桥臂导通，以及所述其中一相桥臂的上桥臂和所述另一相桥臂的下桥臂关断，切换到所述其中一相桥臂的上桥臂和所述另一相桥臂的下桥臂导通，以及所述其中一相桥臂的下桥臂和所述另一相桥臂的上桥臂关断。

进一步地，控所述切换输出状态满足：

当新型串联阀是全桥结构时：

当Um由正到负，新型串联阀输出状态从其中一相桥臂的上桥臂和所述另一相桥臂的下桥臂导通，以及所述其中一相桥臂的下桥臂和所述另一相桥臂的上桥臂关断，切换到所述其中一相桥臂的下桥臂和另一相桥臂的上桥臂导通，以及所述其中一相桥臂的上桥臂和所述另一相桥臂的下桥臂关断。

进一步地，所述切换输出状态满足：

当新型串联阀是半桥结构时：

当Um由负到正，新型串联阀输出状态从新型串联阀的下桥臂导通，新型串联阀的上桥臂关断，切换到新型串联阀的上桥臂导通，新型串联阀的下桥臂关断。

进一步地，所述切换输出状态满足：

当Um由正到负，新型串联阀输出状态从新型串联阀的上桥臂导通，新型串联阀的下桥臂关断，切换到新型串联阀的下桥臂导通，新型串联阀的上桥臂关断。

进一步地，对Um进行过零点检测，包括：

控制系统采样调制波电压Um，并将最新一次的采样电压Um1和上一个采样周期的采样电压Um0进行比较，当Um1*Um0≤0，则出现过零点。

进一步地，上桥臂或下桥臂的导通，表示为：

上桥臂或下桥臂内的部分或全部的功率开关器件模块中的功率开关器件导通；

上桥臂或下桥臂的关断，表示为：

上桥臂或下桥臂内的部分或全部的功率开关器件模块中的功率开关器件关断，且满足，功率开关器件未关断的功率开关器件模块的数量，小于处于导通状态的上桥臂或下桥臂中，功率开关器件未关断的新型功率开关器件模块数量；

其中，所述上桥臂和下桥臂均包括多个串联的所述功率开关器件模块。

进一步地，关断的上桥臂或下桥臂满足：

上桥臂或下桥臂内，功率开关器件关断的功率开关器件模块中的均压电容的电压之和大于此时开关电容阀输出的电压。

进一步地，所述功率开关器件模块包括所述的功率开关器件、二极管、所述的均压电容和耗能元件，其中，

所述二极管的阳极连接在功率开关器件的阳极，所述均压电容的一端与二极管的阴极连接，所述均压电容的另一端与功率开关器件的阴极连接，所述耗能元件的一端与均压电容的一端连接，所述耗能元件的另一端与均压电容的另一端连接，所述功率开关器件上反并联有二极管。

进一步地，控制开关电容阀输出电压Um，包括：

对Um取绝对值，得到|Um|，开关电容阀通过调制策略，输出|Um|，其中，调制策略包括载波移相调制以及最近电平调制。

进一步地，所述开关电容阀包括多个串联的开关电容模块，其中，所述开关电容模块为半桥模块、全桥模块以及混合模块中的任意一种或多种的组合。

另一方面，本发明还提供一种变换器的输出电压生成系统，其中，所述变换器包括并联的新型串联阀以及开关电容阀，其中，

新型串联阀，用于实现交、直流之间的变换；

所述开关电容阀，用于实现变换器的直流电压到脉动直流电压之间的变换；

所述系统包括：

控制模块，用于根据任意波形的相电压调制波电压Um，控制新型串联阀和开关电容阀均输出电压Um。

进一步地，控制新型串联阀输出电压Um，包括：

对Um进行过零点检测，新型串联阀仅在Um过零点切换输出状态。

本发明提供了一种变换器的输出电压生成方法及系统，提出了一种只需要模块化的桥臂输出半周波脉动直流电压，再经过结构简单的新型串联阀进行翻转为正负半周对称的交流电压的方法，可大幅降低模块数量，降低成本。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书以及附图中所指出的结构来实现和获得。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一个简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1示出了根据本发明实施例的一种变换器的输出电压生成方法的流程图。

图2示出了根据本发明实施例的新型串联阀为全桥结构时，变换器的拓扑图。

图3示出了根据本发明实施例的功率开关器件模块的拓扑图。

图4示出了根据本发明实施例的当开关电容模块为半桥模块时，开关电容阀的拓扑图。

图5示出了根据本发明实施例的当耗能元件H1为取能电源时，耗能元件H1的拓扑图。

图6示出了根据本发明实施例的当耗能元件H1为第一耗能电阻时，耗能元件H1的拓扑图。

图7示出了根据本发明实施例的当耗能元件H1为可投切的耗能电阻，耗能元件H1的拓扑图。

图8示出了根据本发明实施例的组合形式一的拓扑图。

图9示出了根据本发明实施例的组合形式二的拓扑图。

图10示出了根据本发明实施例的组合形式三的拓扑图。

图11示出了根据本发明实施例的新型串联阀为全桥结构时，变换器的拓扑图。

图12示出了基于图2中的变换器的第一种变换的变换器拓扑图。

图13示出了基于图2中的变换器的第二种变换的变换器拓扑图。

图14示出了基于图2中的变换器的第三种变换的变换器拓扑图。

图15示出了基于图2中的变换器的第四种变换的变换器拓扑图。

图16示出了根据本发明实施例的组合变换器拓扑图。

图17示出了根据本发明实施例的变换器的调制波电压波形、新型串联阀输出状态切换信号、开关电容阀调制波电压波形的示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示的，本发明提供了一种变换器的输出电压生成方法，其中，所述变换器包括并联的新型串联阀以及开关电容阀，其中，

新型串联阀，用于实现电流之间的变换(交、直流之间的变换)，或交流到脉动直流之间的变换；

所述开关电容阀，用于实现变换器稳定的直流电压到脉动直流电压之间的变换；

所述方法包括：

对于一个任意波形的相电压调制波电压(简称调制波电压)Um，控制新型串联阀和开关电容阀均输出电压Um。

下面进行详细的描述。

在本发明的一个实施例中，如图2所示的，当新型串联阀为全桥结构时，所述新型串联阀包括两相并联的桥臂，其中，每相桥臂均包括多个串联的功率开关器件模块。本实施例以新型串联阀包括两相并联的桥臂为例进行说明。

在本实施例中，所述开关电容阀包括串联的多个开关电容模块，其中，开关电容阀的一端连接在其中一相桥臂的一端，开关电容阀的另一端连接在其中一相桥臂的另一端。开关电容阀的两端构成直流的端口1，两相桥臂的中点之间构成交流的端口2(其中一相桥臂的中点为端口2的正极+，另一相桥臂的中点为端口2的负极-)，其中，端口2的正极+还可以通过一连接电抗(连接电抗也可以是变压器的漏抗)连接在一变压器(图2中未示出)一侧绕组的一端，端口2的负极-还可以直接连接在一侧绕组的另一端，端口1的正极+和/或负极-可连接电抗器(即平波电抗，图2中也未示出)。

下面以图2对本实施例中的新型串联阀和开关电容阀进行示例性的说明，其中，在本实施例中，所述一相桥臂的上桥臂和下桥臂均多个串联的功率开关器件模块。

其中，如图3所示的，所述功率开关器件模块包括功率开关器件T1、二极管D1、均压电容C1和耗能元件H1，所述二极管D1的阳极连接在功率开关器件T1的阳极，所述均压电容C1的一端与二极管D1的阴极连接，所述均压电容C1的另一端与功率开关器件T1的阴极连接，所述耗能元件H1的一端与均压电容C1的一端连接，所述耗能元件H1的另一端与均压电容C1的另一端连接，所述功率开关器件T1上反并联有二极管。

在本实施例中，在新型串联阀一相桥臂的所有功率开关器件模块中，第一个功率开关器件模块中的功率开关器件T1的阳极作为一相桥臂的一端，最后一个功率开关器件模块中的功率开关器件T1的阴极作为一相桥臂的另一端，其余功率开关器件模块的功率开关器件T1中，后一个功率开关器件T1的阳极与前一个功率开关器件T1的阴极连接。

在本实施例中，功率开关器件T1可以为绝缘栅双极型晶体管(I nsu l ated GateBi po l ar Trans i stor，I GBT)、集成门极换流晶闸管(I ntegrated Gate-CommutatedThyr i stor，I GCT)、场效应晶体管(F i e l d-Effect Trans i stor，FET)等。

所述功率开关器件模块还包括旁路元件K1，所述旁路元件K1的一端连接在功率开关器件T1的阳极，旁路元件K1的另一端连接在功率开关器件T1的阴极。

旁路元件K1的功能有二，其一是旁路故障功率开关器件模块，保证桥臂内其他功率开关器件模块的正常运行；其二是旁路对应黑模块，即某些功率开关器件模块因为某种原因控制系统(主要包括驱动电源、子模块控制板卡等，在这里不再过多赘述)未能上电，如取能电源损坏，黑模块由于取能电源没有正常工作，传统可控的旁路开关没有电控制其将该模块旁路，需采用晶闸管或二极管的过压击穿特性实现模块的自动旁路。

旁路元件K1所述旁路元件K1为机械开关、半导体开关以及晶闸管中的任意一种或多种的组合(例如它们的并联组合)，也可以不配置K1。特别的，当T1是I GCT时，K1无需采用晶闸管，因为I GCT具有晶闸管的过压击穿和长时通流特性，可以实现黑模块的旁路。

在本发明实施例中，例如在本实施例中，开关电容模块可为半桥模块、全桥模块以及混合模块中的任意一种或多种的组合(例如半桥模块和全桥模块它们的串联组合)，其中，不管半桥模块还是全桥模块，在对应电容部分上并联耗能元件H2。

在本实施例中，T2可以是I GBT、I GCT、FET等。另外，在本实施例中，所述开关电容模块上连接有旁路开关K2，旁路元件K2的功能也有二，其一是旁路故障开关电容模块，保证其他开关电容模块的正常运行；其二是旁路对应黑模块。

另外，在本实施例中，所述旁路开关K2为机械开关、半导体开关以及晶闸管中的任意一种或多种的组合(例如它们的并联组合)，或者在本实施例中，旁路开关K2也可以不配置。

在本实施例中，如图4所示的，以开关电容模块为半桥模块进行示例性的说明，当开关电容模块为半桥模块时，所述半桥模块中有电容C2以及两个功率开关器件T2，其中，其中一个功率开关器件T2的阴极连接在另一个功率开关器件T2的阳极，所述电容C2的一端连接在其中一个功率开关器件T2的阳极，所述电容C2的另一端连接在另一个功率开关器件T2的阴极。旁路元件K2的一端连接在另一个功率开关器件T2的阳极，旁路元件K2的另一端连接在另一个功率开关器件T2的阴极，其中，上述提到的在对应电容部分上并联耗能元件H2，在这里即为耗能元件H2并联在电容C2上。

其中，第一个半桥模块中的其中一个功率开关器件T2的阳极，连接在一相桥臂(新型串联阀的一相桥臂)的第一个功率开关器件T1的阳极，最后一个半桥模块中的另一个功率开关器件T2的阴极，连接在一相桥臂(新型串联阀的一相桥臂)的第一个功率开关器件T1的阴极。其余半桥模块中，后一个半桥模块中的其中一个功率开关器件T2的阳极连接前一个半桥模块中的另一个功率开关器件T2的阴极。

在本发明的一个实施例中，在本发明的一个实施例中，所述耗能元件H为取能电源V、第一耗能预充电电阻R1以及可投切的耗能电阻中的任意一种或组合，其中，所述取能电源V，用于从均压电容C1上获取能量。

如图5所示的，当耗能元件H为取能电源V时，取能电源V的正极+连接在均压电容C1的正极，负极-连接在均压电容C1的负极。

如图6所示的，当耗能元件H为第一耗能预充电电阻R1时，第一耗能预充电电阻R1的一端连接在均压电容C1的正极，另一端连接在均压电容C1的负极。

如图7所示的，当耗能元件H为可投切的耗能电阻时，可投切的耗能电阻包含为第二耗能预充电电阻R2和开关S(示例性的，开关S可以是继电器、接触器、断路器、半导体开关等具有可分断电流的开关)，开关S的一端连接在第二耗能预充电电阻R2的一端，开关S的另一端连接在均压电容C1的正极，第二耗能预充电电阻R2的另一端连接在均压电容C1的负极，通过设置的开关S，可实现第二耗能预充电电阻R2的投切控制。

当耗能元件H为取能电源V、第一耗能预充电电阻R1以及可投切的耗能电阻中的组合时，该组合的结构包括但不限于为以下的组合形式：

第一组合形式：如图8所示的，包括可投切的耗能电阻以及取能电源V，其中，可投切的耗能电阻中的开关S的一端连接在第二耗能预充电电阻R2的一端，另一端连接在取能电源V的正极+；第二耗能预充电电阻R2的另一端连接在取能电源V的负极-；取能电源V的正极+连接在均压电容C1的正极，负极-连接在均压电容C1的负极，另外，在本组合形式中，对于开关S，还可以有如下的变化：

可投切的耗能电阻中的开关S的一端连接在第二耗能预充电电阻R2的另一端，可投切的耗能电阻中的开关S的另一端连接在取能电源V的负极-；第二耗能预充电电阻R2的一端连接在取能电源V的正极+。

第二组合形式：如图9所示的，包括第一耗能预充电电阻R1以及取能电源V，其中，第一耗能预充电电阻R1的一端连接在取能电源V的正极+，另一端连接在取能电源V的负极-，取能电源V的正极+连接在均压电容C1的正极，负极-连接在均压电容C1的负极。

第三组合形式：如图10所示的，包括第一耗能预充电电阻R1、取能电源V以及可投切的耗能电阻，其中，第一耗能预充电电阻R1的一端连接在取能电源V的正极+，另一端连接在取能电源V的负极-，取能电源V的正极+连接在均压电容C1的正极，负极-连接在均压电容C1的负极；开关S的一端连接在第二耗能预充电电阻R2的一端，另一端连接在第一耗能预充电电阻R1的一端，第二耗能预充电电阻R2的另一端连接在第一耗能预充电电阻R1的另一端，另外，在本组合形式中，还可以有如下的变化：

开关S的一端连接在第二耗能预充电电阻R2的另一端，开关S的另一端连接在第一耗能预充电电阻R1的另一端，第二耗能预充电电阻R2的一端连接在第一耗能预充电电阻R1的一端。

在本发明的一个实施例中，如图11所示的，所述新型串联阀还可为半桥结构，当新型串联阀为半桥结构时，所述新型串联阀包括一相桥臂，半桥结构的新型串联阀中，开关电容阀的两端构成端口1，一相桥臂的中点与一相桥臂的另一端之间构成端口2(其中一相桥臂的中点为端口2的正极+，一相桥臂的另一端为端口2的负极-)。

在本发明的一个实施例中，图12中的变换器是基于图2中的变换器的第一种变换，即在图2中的变换器的端口1的正、负极也串联配置了开关电容阀(串联的方式为：在端口1的正极串联的开关电容阀的一端连接在一电抗器的一端，另一端连接在一相桥臂一端，在端口1的负极串联的开关电容阀的一端连接在另一电抗器的一端，另一端连接在一相桥臂另一端)。

图13中的变换器是基于图2中的变换器的第二种变换，即在图12中的变换器的端口1的负极(或负极)串联配置开关电容阀；

图14中的变换器是基于图2中的变换器的第三种变换，即在图2中的变换器的端口2上并联配置了开关电容阀(并联的方式为：将图2中的开关电容阀的一端连接在连接电抗的一端，连接电抗的另一端与端口2的正极，开关电容阀的另一端与端口2的负极连接)，其中，开关电容阀中的开关电容模块为全桥结构的全桥模块。

图15中的变换器是基于图2中的变换器的第四种变换，即在图2中的变换器的端口2串联配置了开关电容阀(串联的方式为：开关电容阀的一端连接在连接电抗的一端，开关电容阀的另一端连接在一变压器的一侧绕组的一端，连接电抗的另一端与端口2的正极连接，一侧绕组的另一端连接在端口2的负极)，其中，开关电容阀中的开关电容模块为全桥结构的全桥模块。

在本发明的一个实施例中，变换器还有多相拓扑方案，从而形成一种组合变换器，其中，所述组合变换器包括至少两个串联的变换器，至少一个所述变换器为上述的变换器，即可以将上述单相拓扑方案串联组合，可以得即组合变换器拓扑。

如图16所示，组合变换器中，由3个串联单元构成，每个串联单元即为图2所示的变换器，各串联单元中端口2的正极均连接有连接电抗，连接电抗与端口2的负极连接在一变压器的一侧绕组的两端，3个变压器的另一侧绕组的一端相互连接，3个变压器的另一侧绕组的另一端分别为交流a相、交流b相以及交流c相。在图16所示的组合变换器中，3个端口1依次按顺序串联在一起。

基于上述的变换器或者组合变换器，下面对本发明的一种变换器的输出电压生成方法，进行详细地描述，其中，本发明以图2中的变换器进行示例性的说明。

在本发明的一个实施例中，控制新型串联阀输出电压Um，包括：

(1)对Um(相电压调制波电压)进行过零点检测，新型串联阀仅在Um过零点切换输出状态。

(1.1)所述切换输出状态满足：

当新型串联阀是全桥结构时：

当Um(相电压调制波电压)由负到正，新型串联阀输出状态从新型串联阀的左下和右上桥臂(其中一相桥臂的下桥臂和另一相桥臂的上桥臂)导通，以及左上和右下桥臂(所述其中一相桥臂的上桥臂和所述另一相桥臂的下桥臂)关断，切换到左上和右下桥臂(所述其中一相桥臂的上桥臂和所述另一相桥臂的下桥臂)导通，以及左下和右上桥臂(所述其中一相桥臂的下桥臂和所述另一相桥臂的上桥臂)关断。

当新型串联阀是全桥结构时：

当Um(相电压调制波电压)由正到负，新型串联阀输出状态从左上和右下桥臂导通，以及左下和右上桥臂关断，切换到左下和右上桥臂导通，以及左上和右下桥臂关断。

当新型串联阀是半桥结构时：

当Um(相电压调制波电压)由负到正，新型串联阀输出状态从新型串联阀的下桥臂导通，新型串联阀的上桥臂关断，切换到新型串联阀的上桥臂导通，新型串联阀的下桥臂关断。

当Um(相电压调制波电压)由正到负，新型串联阀输出状态从新型串联阀的上桥臂导通，新型串联阀的下桥臂关断，切换到新型串联阀的下桥臂导通，新型串联阀的上桥臂关断。

(1.2)对Um(相电压调制波电压)进行过零点检测，包括：

控制系统采样调制波电压Um，并将最新一次的采样电压Um1和上一个采样周期的采样电压Um0进行比较，当Um1*Um0≤0，则出现过零点。

(1.1.2)上桥臂或下桥臂的导通，表示为：

上桥臂或下桥臂内的部分或全部的功率开关器件模块中的功率开关器件导通；

上桥臂或下桥臂的关断，表示为：

上桥臂或下桥臂内的部分或全部的功率开关器件模块中的功率开关器件关断，且满足，功率开关器件未关断的功率开关器件模块的数量，小于处于导通状态的上桥臂或下桥臂中，功率开关器件未关断的新型功率开关器件模块数量；

其中，所述上桥臂和下桥臂均包括多个串联的所述功率开关器件模块。

(1.1.2.1)关断的上桥臂或下桥臂满足：

上桥臂或下桥臂内，功率开关器件关断的功率开关器件模块中的均压电容的电压之和大于此时开关电容阀输出的电压。

上述控制的作用是，将脉动的直流电压|Um|(指：Um的绝对值)翻转为调制波电压Um进行输出。

(2)控制开关电容阀输出电压Um，包括：

对Um(相电压调制波电压)取绝对值，得到|Um|，开关电容阀通过调制策略(例如载波移相调制以及最近电平调制等，在此不再赘述)，输出|Um|。

上述控制的作用是，产生需要被新型串联阀翻转的脉动直流电压|Um|。

下面以一个案例对上述(1)和(2)的整体控制进行说明。

以图2所示的变换器拓扑、Um(相电压调制波电压)为正弦波的AC/DC变换应用为例进行分析。如图17所示，以正弦波调制波为例：从上往下依次是，变换器的调制波电压波形(Um，即交流的端口输出电压波形)、新型串联阀输出状态切换信号、开关电容阀调制波电压波形(即开关电容阀输出的直流侧的脉动直流电压波形|Um|)：

开关电容阀通过最近电平调制，输出脉动直流电压|Um|。

在Um(图2中，变换器的调制波电压波形/交流侧电压波形)的正半周，新型串联阀左上和右下桥臂导通，左下和右上桥臂关断。在Um的负半周，新型串联阀的左下和右上桥臂导通，左上和右下桥臂关断。通常，为了实现桥臂内各个功率开关器件模块的均压电容电压主动均衡控制，关断桥臂内会保留部分子模块仍处于导通：

新型串联阀的功率开关器件模块的均压电容均压控制方法：

步骤1：设新型串联阀A、B两端(A端为一相桥臂的一端，B端为一相桥臂的另一端)的电压峰值为Umax，每个功率开关器件模块的均压电容电压额定值为Usm，功率开关器件模块的数量为N，则新型串联阀正常工作需满足的条件1是N1*Usm≥Umax。故，需设置N1*Usm满足上述条件。

步骤2：为了满足均压控制需求并提高新型串联阀可靠性，在新型串联阀桥臂内再配置N2个模块，且N2≥1。

步骤3：对新型串联阀N1+N2个功率开关器件模块的均压电容电压进行排序；

步骤4：电压较高的N2个功率开关器件模块保持其全控器件T导通，其余N1个功率开关器件模块的全控器件T根据调制策略需要控制导通或者关闭。

步骤5：重复执行步骤3～步骤5。

通过上述控制，开关电容阀输出的脉动直流电压，就被新型串联阀翻转为了正负对称的交流电压，从而实现了AC/DC变换，且新型串联阀主动均压，长期运行也可以保证功率开关器件模块的均压电容电压一致性。

单相应用中，本实施例中变换器拓扑的开关电容模块只需承受直流母线电压峰值，新型串联阀的上下桥臂一共承受1倍的直流母线电压峰值，且新型串联子模块(功率开关器件模块)仅含有1只全控型的功率开关器件，因此本发明的功率开关器件数较MMC减少25％以上。

本实施例中变换器拓扑的新型串联阀的每相桥臂，由于桥臂没有桥臂电抗，桥臂关断后不存在续流，因此新型串联子模块不存在较大的充放电功率，模块电容(均压电容)较小。而开关电容阀，由于其电流是新型串联阀整流所得的二倍频电流，因此开关电容模块中的电容电压波动频率较MMC大了一倍。加至与直流端口电流的抵消，开关电容模块的波动功率是MMC的1/8，模块电容为MMC的1/8。

综上所述，本发明变换器拓扑及对应的控制方法可以实现功率开关器件数量和模块电容数量的大幅降低，从而带来成本和体积的大幅优化。

另一方面，本发明还提供一种变换器的输出电压生成系统，其中，所述变换器包括并联的新型串联阀以及开关电容阀，其中，

新型串联阀，用于实现电流之间的变换；

所述开关电容阀，用于实现变换器的直流电压到脉动直流电压之间的变换；

所述系统包括：

控制模块，用于根据任意波形的相电压调制波电压Um，控制新型串联阀和开关电容阀均输出电压Um。

在本发明中，在控制层面，本发明基于电力电子器件的变换器的拓扑与传统电力电子变换器拓扑不同，因此控制方法也不同，本发明提出的适用于本发明变换器拓扑的控制方法，能够控制开关电容阀和新型串联阀，在开关电容阀和新型串联阀共同作用下使端口2能按调制波电压产生相应的输出电压。

由于现有技术中，直流系统本身带来的经济性优势被变换器高昂的成本抵消，使得直流系统难以推广。巨大的体积，对于占地敏感的应用，例如海上风电，会造成还上平台面积的答复增加，成本骤然提升。为此，有必要提出一种新型的变换器及其控制方法，以大幅降低现有变换器的造价。因此，本发明的变换器能实现功率开关器件数量和模块电容数量的大幅降低，从而带来成本和体积的大幅优化的，同时，本发明提出了一种只需要模块化的桥臂输出半周波脉动直流电压，再经过结构简单的新型串联阀进行翻转为正负半周对称的交流电压的方法，可大幅降低模块数量，降低成本。

以上所述仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明做任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案的范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。