具有软启动和输出电压过冲限制的低功率升压转换器启动

技术领域

本发明涉及功率转换器，并且更具体地涉及切换模式功率转换器。

背景技术

通常，电池供电应用或其他固定电源应用使用功率转换器来生成不同于由固定电源提供的电压电平的可用电压电平。在升压操作模式下，常规DC-DC转换器通过在电感器中存储能量并以更高的电压将存储的能量释放到负载来生成大于输入电压的输出电压(即，将输入电压升压到更高的电压电平)。参照图1，DC-DC转换器100包括开关S1、S2、S3和S4，它们被配置为由控制电路(未示出)使用开关设置进行升压操作。在DC-DC转换器100启动时，输出电压V

在T

发明内容

在至少一个实施例中，一种用于操作DC-DC转换器电路的方法包括：响应于检测到启动条件，在DC-DC转换器电路的多阶段启动操作模式的第一阶段中以第一速率对耦接到DC-DC转换器电路的输出节点的输出电容进行充电。该方法包括：响应于输出节点上的输出电压接近DC-DC转换器电路的输入节点上的输入电压的指示，在多阶段启动操作模式的第二阶段中使用振荡信号控制通过电感器的电流，从而将输出电压调整为等于目标电压电平。第一速率可以是对包括耦接到输出节点的输出电容的RC电路进行充电的速率。

在至少一个实施例中，一种DC-DC转换器电路包括输入节点、输出节点和耦接到输出节点的输出电容。DC-DC转换器电路还包括控制电路，该控制电路被配置为使输出电容在多阶段启动操作模式的第一阶段中以第一速率进行充电，并且响应于输出节点上的输出电压接近输入节点上的输入电压的指示，在多阶段启动操作模式的第二阶段中使用振荡信号控制通过电感器的电流，以将输出电压调整为等于目标电压电平。

在至少一个实施例中，一种用于操作DC-DC转换器电路的方法包括：使用第一比较器电路和第二比较器电路生成DC-DC转换器电路的输出节点上的输出电压是否近似等于DC-DC转换器电路的输入节点上的输入电压的指示，第一比较器电路具有比第二比较器电路更低的分辨率和更低的功耗。该方法包括：基于该指示将具有耦接到输出节点的源极端子的晶体管的体端子偏置。

附图说明

通过参照附图可以更好地理解本发明，并且其众多目的、特征和优点对于本领域技术人员而言是显而易见的。

图1示出了常规DC-DC电压转换器的电路图。

图2示出了配置在升压操作模式下的图1的常规DC-DC电压转换器的电感器电流随时间的变化。

图3示出了配置在目标应用中的DC-DC电压转换器的功能框图。

图4示出了根据本发明的至少一个实施例的用于DC-DC电压转换器的包括软启动和输出电压过冲钳位电路的启动电路的功能框图。

图5示出了根据本发明的至少一个实施例的DC-DC电压转换器中的体开关电路的详细图。

图6示出了根据本发明的至少一个实施例的配置在多阶段启动操作模式的RC充电阶段中的图4的DC-DC电压转换器的功能框图。

图7示出了根据本发明的至少一个实施例的配置在多阶段启动操作模式的启动阶段中的图4的DC-DC电压转换器的功能框图。

图8示出了根据本发明的至少一个实施例的配置在正常升压操作模式中的图4的DC-DC电压转换器的功能框图。

图9示出了根据本发明的至少一个实施例的图4的DC-DC电压转换器的多阶段启动操作模式和正常升压操作模式的输出电压随时间变化的示例性波形。

图10示出了根据本发明的至少一个实施例的图4的DC-DC电压转换器的示例性波形。

图11示出了根据本发明的至少一个实施例的图4的示例性粗略比较器。

图12示出了根据本发明的至少一个实施例的DC-DC电压转换器的备选实施例。

图13示出了根据本发明的至少一个实施例的在图4的DC-DC电压转换器的关闭期间电压随时间变化的示例性波形。

图14示出了根据本发明的至少一个实施例的在多阶段启动操作模式的RC充电阶段中动态偏置或在关闭操作模式中偏置的图4的DC-DC电压转换器的示例性波形。

图15示出了根据本发明的至少一个实施例的在多阶段启动操作模式的第二阶段和第三阶段中动态偏置的图4的DC-DC电压转换器的功能框图。

图16示出了根据本发明的至少一个实施例的在正常升压操作模式中动态偏置的图4的DC-DC电压转换器的功能框图。

图17示出了根据本发明的至少一个实施例的图4的DC-DC电压转换器的示例性波形。

图18示出了根据本发明的至少一个实施例的多个典型制造的集成电路器件上的图4的多个DC-DC电压转换器的关闭模式下的示例性输入电流随输出电压变化。

在不同的附图中使用相同的附图标记表示相似或相同的项。

具体实施方式

低功耗DC-DC电压转换器包括用于多阶段启动的电路、输出电压过冲钳位和用于从容关闭到超低泄漏状态的体开关电路。多阶段启动实现软启动，其防止启动期间流过电感器的电流超过DC-DC转换器的正常操作期间流过电感器的电流。作为对启用的响应，低功率DC-DC转换器通过启动操作的若干个阶段进行转换，以确保输出的正确启动。例如，DC-DC转换器通过缓慢RC充电阶段进行转换，随后是低频开关间隔和高频开关间隔，从而在升压启动序列期间权衡启动时间与峰值电流压力。响应于输出电压超过上电复位阈值电压，输出电压被持续监测以防止在启动期间过冲到过高的电平。低功率DC-DC转换器在关闭期间消耗低电流，而没有到输出节点的传导路径。当处于关闭模式时，功率晶体管被偏置为处于超低泄漏状态。不同于常规DC-DC转换器，常规DC-DC转换器具有通过p型功率晶体管的体二极管直接耦接到输出的传导路径，低功率DC-DC转换器包括体开关电路，体开关电路防止电流从输入电源流向输出节点。

参照图3，DC-DC电压转换器200在V

参照图4，在至少一个实施例中，DC-DC电压转换器200以各种模式操作，例如多阶段启动模式、正常升压模式和关闭模式，并且包括支持这些操作模式的各种电路。在至少一个实施例中，晶体管228是p型功率晶体管，例如功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，其被设计成维持相当大的功率电平并在低功率栅极驱动下以高开关速度操作。例如，晶体管228是具有竖直扩散金属氧化物半导体(VDMOS)结构、双扩散金属氧化物半导体(DMOS)结构或横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)结构的MOSFET。在DC-DC电压转换器200的至少一个实施例中，晶体管226、晶体管227、晶体管256和晶体管258也是功率晶体管。在DC-DC电压转换器200的至少一个实施例中，晶体管226、晶体管227、晶体管228、晶体管256和晶体管258是高压晶体管。在示例性集成电路制造工艺中，高压晶体管具有较厚的栅极氧化物，因此具有比普通的晶体管更高的击穿电压但更慢的速度。DC-DC电压转换器200中的其他晶体管是普通的MOSFET。

在一些实施例中，升压启动电路250、RC充电阶段电路252、比较器246和体开关电路236实现DC-DC电压转换器200的软启动和真正关闭，从而限制峰值浪涌电流，限制启动期间的电压过冲，并且从容地将DC-DC转换器关闭到超低泄漏状态中，从而没有从V

在至少一个实施例中，启用电路248响应于检测到启动条件而生成具有活跃电平(例如“1”)的控制信号EN。控制信号EN启用DC-DC电压转换器200的各种电路。在至少一个实施例中，集成电路的端子或管脚上的信号触发启用电路248。在至少一个实施例中，在控制器上执行的软件经由控制信号DC-DC_EN触发上电序列。在实施例中，控制信号EN响应于集成电路的复位信号未被坚持和控制信号DC-DC_EN是活跃的(例如，“1”)而具有活跃电平。

在至少一个实施例中，DC-DC电压转换器200包括比较器246，其包括将输出电压V

在为升压操作配置的常规DC-DC电压转换器中，因为输出节点在正常DC-DC电压转换器操作期间处于系统中的最高电压，所以被配置为同步整流器开关的p型功率晶体管的体(例如，n型阱)连接到输出节点。参照图5，在DC-DC电压转换器200的至少一个实施例中，p型晶体管228被配置为同步整流器开关。在所有的操作模式中，体开关电路236使用由具有超低功耗的粗略比较器240生成的指示符来确定如何将晶体管228的体偏置。响应于DC-DC电压转换器200的关闭的起始(例如，当控制信号EN转变为不活跃值时)，正常升压模式控制电路232被关闭。PFET体和栅极开关控制电路238禁用晶体管227和晶体管228(即，晶体管227的栅极上的电压为地(即0V)，并且晶体管228的栅极上的电压为V

在至少一个实施例中，DC-DC电压转换器200包括最大电压选择器230，其提供输出电压V

图6至图10示出了DC-DC电压转换器200的多阶段启动操作模式和正常升压操作模式。在至少一个实施例中，输入电压V

参照图4和图6，在多阶段启动操作模式的RC充电阶段中，RC充电阶段开关控制逻辑234和电荷泵254经由n型晶体管256和p型晶体管258启用V

参照图11，粗略比较器240的实施例包括具有反相放大器的输入级1102，该反相放大器具有比p型晶体管弱得多的n型晶体管，从而要求输出电压V

参照图4和图7，在多阶段启动操作模式的开关阶段，启动电路250生成控制晶体管226的振荡控制信号。在至少一个实施例中，振荡控制信号基于振荡器204的输出并且具有由分频器210根据控制信号SEL确定的频率和占空比。分频器210向逻辑电路209提供振荡控制信号，逻辑电路209根据下文进一步描述的启用条件对振荡控制信号进行逻辑门控。缓冲器211和电荷泵208调整振荡控制信号的电压电平以经由栅极端子ng

在多阶段启动操作模式的低频阶段的预定间隔之后，输出电压V

信号控制晶体管226的开关频率和占空比被预先确定以在启动期间支持耦接到低功率DC-DC电压转换器的输出节点的最大负载(例如，用于＜3mA负载的1.8V输出)。频率和占空比是预先确定的，以防止电感器电流逐周期累积，同时仍然支持在上电期间由集成电路的其余部分施加的最大负载电流。在此阶段，因为输出已经被充分充电，所以电感器峰值电流不会从一个周期增加到下一个周期。

在启动序列模式结束时，当输出电压接近超过上电复位(POR)电压电平的目标电压电平时，V

将输出节点充电至目标电压电平后，关联的控制器电路启动并在进入正常升压操作模式之前从存储器加载调整值。DC-DC电压转换器200从在多阶段启动操作模式期间使用二极管整流器开关转变为在正常升压操作模式中使用同步开关以进行高效操作。参照图4和图8，DC-DC电压转换器200使用调整后的电压，并且在正常升压操作模式中比在使用所有未调整的电流和电压的多阶段启动操作模式期间以更精细的分辨率精确地调节DC-DC转换器输出。在多阶段启动模式操作完成后，RC充电阶段开关控制电路234和启动电路250被禁用。精细比较器242被禁用以减少任何静态功率损耗。然而，消耗至多可忽略量的功率的粗略比较器240保持启用。

正常升压模式控制电路232包括基于输出电压V

图9示出了在包括软启动和输出电压过冲钳位的多阶段启动操作模式以及正常升压操作模式期间，针对各种输入电压V

基于由参考电压发生器212生成的预定电压V

在DC-DC电压转换器200的至少一个实施例中，当输出电压V

响应于输出电压V

参照图4和图9，注意当输入电压V

参照图4，在关闭操作模式中，晶体管228的体端子耦接到输入节点以减少或消除任何泄漏电流并将DC-DC电压转换器200配置在超低泄漏状态(例如，可忽略不计的泄漏)。在整个多阶段启动操作模式中，比较器246相对于V

图4、图5和图14至图17示出了在操作DC-DC电压转换器200的各种模式中晶体管228的体端子和栅极端子的动态偏置。参照图4、图14和图17，在多阶段启动操作模式的RC充电阶段期间(例如，波形的区域1)，栅极端子和体端子耦接到V

参照图4、图5、图15和图17，在多阶段启动操作的更低频率和更低占空比阶段或多阶段启动操作的更高频率和更高占空比阶段(波形的区域2)，晶体管227被禁用(例如，n型晶体管的栅极端子耦接到地)。晶体管228的沟道操作被断开并且晶体管228的漏极到体二极管被配置为同步整流器。晶体管228的栅极端子和体端子耦接到V

参照图4、图5、图16和图17，响应于正常升压模式控制电路232坚持控制信号BOOST_ON，这导致控制信号EN变为不活跃，从而禁用启动电路250和晶体管226，DC-DC电压转换器200进入正常升压操作模式(例如，波形的区域3)。晶体管228和晶体管227是活跃的并且由正常升压模式控制电路232例如使用脉冲频率调制进行控制。正常升压模式控制电路232将输出电压V

响应于控制信号DC-DC_EN转变为不活跃电平(例如，DC-DC_EN＝“0”)，正常升压模式控制电路232被禁用，RC充电阶段开关控制电路234和体开关电路236将晶体管228的栅极端子和晶体管228的体端子耦接到V

图18示出了在不同集成电路上的DC-DC电压转换器200的多个实例的典型条件下，配置在关闭模型中的DC-DC电压转换器200的输入电流随输入电压V

因此，已经描述了用于DC-DC电压转换的改进技术。已经公开了在升压模式下操作的DC-DC电压转换器的启动期间消除过大的电流累积的技术，该技术保证在启动时通过电感器的电流小于或等于正常操作期间的电流。在一些实施例中，该技术降低了电感器和功率晶体管的成本。在一些实施例中，这些技术减少了关闭模式下的功耗并增加了应用的电池寿命。本文中阐述的本发明的描述是说明性的，并不旨在限制所附权利要求书中阐述的本发明的范围。如，虽然本发明已在其中使用特定RC电路在启动的软启动阶段为输出节点充电的实施例中进行了描述，本领域的技术人员将理解，本文的教导可以与以适当的速率将电荷传送到输出节点的其他电路一起使用(例如，输出电容器C

权利要求中使用的术语“第一”、“第二”、“第三”等，除非上下文另有明确规定，是为了区分权利要求中的不同项目，并不以其他方式指示或暗示任何时间顺序、位置或质量。例如，“第一接收信号”、“第二接收信号”并不指示或暗示第一接收信号及时出现在第二接收信号之前。可以基于本文阐述的描述对本文公开的实施例进行变化和修改，而不背离如所附权利要求书中阐述的本发明的范围。