栅极驱动电路、电力转换装置

技术领域

本发明涉及栅极驱动电路以及电力转换装置。

背景技术

以往，在铁道车辆、电动汽车等的驱动用电动机的控制中，为了节能化、低噪声化，通过多个开关元件将直流电转换为交流电的逆变器被广泛利用。在这样的逆变器中，开关元件一般使用半导体元件，特别是近年来，随着IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)的低价格，正在推进采用IGBT。IGBT是电压驱动型的开关元件，能够使用栅极驱动电路来导通、截止向栅极施加的电压，由此导通、截止电流。

在使用IGBT来控制电动机等感应负载中流过的电流的情况下，由于电源和IGBT之间的寄生电感，在IGBT的开关动作时会产生浪涌电压和噪声。为了抑制浪涌电压和噪声，一般增大与IGBT的栅极连接的栅极电阻即可。然而，存在如下的课题：如果增大栅极电阻，则开关损耗变大，产生消耗电力的增加和发热等问题。

作为解决上述课题的技术，例如已知有专利文献1。在专利文献1中，公开了如下的半导体开关装置：在负载电流为规定值以下的情况下，增大开关元件的栅极电阻值来降低噪声的产生，在负载电流超过规定值的情况下并且半导体开关元件的温度超过规定温度的情况下，减小栅极电阻值，由此抑制浪涌电压和噪声。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3820167号公报

发明内容

发明要解决的课题

一般来说，将IGBT用于开关元件的逆变器等装置具有上下臂电路，该上下臂电路构成为相对于交流输出电流的各相串联连接两个将二极管与IGBT反向并联连接的臂。在该上下臂电路中，在一个臂的IGBT根据栅极电压的变化而导通的情况下，成对的另一个臂的二极管进行恢复(recovery)动作。此时，由于直流电源和二极管之间的寄生电感，在二极管中产生被称为恢复浪涌的浪涌电压。该恢复浪涌的大小根据负载电流、温度而变化，在某个电流值和温度下具有峰值。因此，即使如专利文献1所公开的半导体开关装置那样在负载电流和温度分别超过规定值的情况下将栅极电阻值切换为较小，根据负载电流、温度有时也无法充分抑制浪涌电压，会产生噪声、开关损耗。

本发明鉴于上述课题，其目的在于提供一种能够充分抑制在半导体元件中产生的噪声、开关损耗的栅极驱动电路以及电力转换装置。

用于解决课题的技术手段

本发明的栅极驱动电路经由栅极电阻与具有栅极端子的半导体元件连接，使施加于所述栅极端子的栅极电压变化来驱动所述半导体元件，在满足流过所述半导体元件的电流为规定的第一阈值以上且为大于所述第一阈值的规定的第二阈值以下、并且所述半导体元件的温度为规定的第三阈值以上且为大于所述第三阈值的规定的第四阈值以下的条件的情况下，所述栅极驱动电路将所述半导体元件导通时的所述栅极电阻的电阻值切换为比不满足所述条件的情况大的值。

本发明的电力转换装置具有栅极驱动电路以及逆变器，该逆变器具有所述半导体元件，使用所述半导体元件将从直流电源提供的直流电转换为交流电。

发明效果

根据本发明，能够提供能够充分抑制在半导体元件中产生的噪声、开关损耗的栅极驱动电路以及电力转换装置。

附图说明

图1是表示评价二极管的恢复特性的电路的一例的图。

图2是说明二极管的电流和电压的变化的图。

图3是表示浪涌电压的电流依赖性的一例的图。

图4是表示导通损耗的集电极电流依赖性的一例的图。

图5是表示浪涌电压的温度依赖性的一例的图。

图6是表示本发明的一实施方式的栅极驱动电路的结构的图。

图7是表示本发明的一实施方式的栅极电阻切换信号的生成处理的流程图。

图8是表示本发明的一实施方式的电力转换装置的结构的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式。以下的记载和附图是用于说明本发明的例示，为了明确说明，适当省略并简化。本发明还能够以其他各种形式来实施。只要没有特别限定，各构成要素可以是单数也可以是多个。

以下，参照图1～图5，说明本发明的原理。

图1是表示评价二极管的恢复特性的电路的一例的图。图1所示的电路由直流电源1、布线寄生电感2、负载电感3、IGBT 4a和4b、二极管5a和5b、脉冲发生器6、栅极电阻7构成。此外，图1所示的电路是组合了交流电动机和逆变器的电动机驱动系统的等效电路，负载电感3相当于交流电动机的绕组，IGBT 4a、4b以及二极管5a、5b相当于逆变器的1相。另外，脉冲发生器6相当于驱动IGBT 4a的驱动电路。

在图1的电路中，IGBT 4a和二极管5a、IGBT 4b和二极管5b分别反向并联连接，而且，它们串联连接在直流电源1的高电位侧和低电位侧之间。IGBT 4a和二极管5a形成下臂，IGBT 4b和二极管5b形成逆变器的上臂。由此，形成了相当于逆变器的1相的上下臂电路。下臂的IGBT 4a的栅极端子经由栅极电阻7连接有脉冲发生器6。

下臂的IGBT 4a的集电极与上臂的IGBT 4b的发射极连接。在它们之间连接有负载电感3。直流电源1的高电位侧与IGBT 4b的集电极连接，直流电源1的低电位侧与IGBT 4a的发射极侧连接。在图1中，将IGBT 4b与直流电源1之间的布线的寄生电感表示为布线寄生电感2。

在图1的电路中，当脉冲发生器6产生导通信号时，IGBT 4a的栅极电压上升，IGBT4a导通。此时，电流从直流电源1通过负载电感3流向IGBT 4a。之后，当脉冲发生器6产生截止信号时，IGBT 4a的栅极电压下降，IGBT 4a截止。此时，此前流过IGBT 4a的电流在负载电感3和二极管5b中回流。

图2是说明在图1的电路中在电流流过二极管5b时导通IGBT 4a的情况下的二极管5b的电流和电压的变化的图。图2的(a)表示二极管5b的电流波形和电压波形，图2的(b)是表示二极管5b中的载流子分布的变化的情形的示意图。

在图2的(b)中，分别示出了图2的(a)的电流波形中的A点、B点、C点的载流子分布的情形。在A点，IGBT 4a为截止状态，在二极管5b中回流电流稳定流通。此时，二极管5b如图2的(b)所示，在低浓度的N-层中，通过从pn结的注入，电子和空穴(载流子)增加，变为低电阻状态。

当IGBT 4a从截止切换为导通时，如图2的(a)所示，对二极管5b施加反向的电压，流过二极管5b的电流减少。这样，当在二极管5b的阳极-阴极之间施加反向偏压时，蓄积在二极管5b内的载流子涌出，因此二极管5b内成为恢复电流沿与通常相反的方向流动的状态(所谓的恢复状态)。B点表示该恢复电流的峰值点，B点的二极管5b的载流子分布如图2的(b)所示，成为耗尽层扩展到N-层的中途的状态。随着蓄积在N-层中的载流子减少，流过二极管5b的恢复电流减少。

在图1的电路中，在二极管5b中流过上述恢复电流的期间，在阳极-阴极之间产生因恢复电流引起的浪涌电压。该浪涌电压用恢复电流的大小的时间变化di/dt和布线寄生电感2的电感值L的乘积(L×di/dt)表示。

C点表示恢复电流为0的点。此时，在二极管5b中，如图2的(c)所示，由于在N-层中蓄积的载流子消失，恢复电流成为0。

图3是表示二极管5b中的浪涌电压的电流依赖性的一例的图。在图3的(a)中，示出了在图2的(a)的A点所示的稳定状态下流过二极管5b的阳极电流的大小与之后IGBT 4a从截止切换为导通时在二极管5b的阳极-阴极之间产生的浪涌电压的大小之间的关系。在此，图3的(a)中的实线和虚线分别表示导通时的栅极电阻值为R1、R2时的浪涌电压的电流依赖性，R1＜R2。

如图3的(a)所示，恢复时的浪涌电压在流过二极管5b的电流的最小值和最大值之间的某电流处具有峰值。以下，说明其理由。

在图3的(a)的各曲线图中，将小电流侧的点定义为α点，将浪涌电压的峰值点定义为β点，将大电流侧的点定义为γ点。图3的(b)表示这些各点处的二极管5b的载流子分布示意图。

在小电流侧的α点，流过二极管5b的电流较小，如图3的(b)所示，在二极管5b中蓄积的载流子较少。因此，恢复电流的时间变化di/dt变小，导通时的跳跃电压变小。另一方面，在大电流侧的γ点，流过二极管5b的电流较大，如图3的(b)所示，在二极管5b中蓄积的载流子较多。因此，导通时耗尽层难以延伸，恢复电流流动的时间变长，从而时间变化di/dt变小。因此，时间变化di/dt最大的不是α点、γ点的某一个，而是与它们之间的某个电流值对应的β点。即，稳定时蓄积在二极管5b中的载流子的量为α点＜β点＜γ点，另一方面，恢复时从N-层涌出载流子的时间为α点＞β点＞γ点。其结果，恢复电流的时间变化di/dt在β点成为极大。

例如，在假设二极管5b的额定电压为650V，导通时的栅极电阻值为R1的情况下，如图3的(a)的实线所示，在β点附近会产生浪涌电压超过额定电压的电流区域。另一方面，在导通时的栅极电阻值为R2时的情况下，如图3的(a)的虚线所示，在α点到γ点之间的全部电流区域中，浪涌电压＜额定电流。即，为了降低浪涌电压，尽可能增大栅极电阻值即可。

图4是表示IGBT 4a的导通损耗的集电极电流依赖性的一例的图。在图4中，示出了导通IGBT 4a时流动的集电极电流的大小与导通时的损耗的关系。在此，图4中的实线和虚线与图3的(a)相同，分别示出了导通时的栅极电阻值为R1、R2时的导通损耗的集电极电流依赖性，R1＜R2。

如图4所示，集电极电流越大，导通损耗越大。另外，栅极电阻值越大，IGBT 4a的导通越慢，因此，如果将栅极电阻值R1、R2下的IGBT 4a的导通损耗分别设为L1、L2，则在整个集电极电流区域中L1＜L2。

图5是表示二极管5b中的浪涌电压的温度依赖性的一例的图。在图4中，示出了二极管5b的温度与IGBT 4a从截止切换为导通时在二极管5b的阳极-阴极之间产生的浪涌电压的大小的关系。如图5所示，恢复时的浪涌电压在使用二极管5b的温度范围的最小值和最大值之间的某个温度处具有峰值。以下说明该理由。

在低温侧，来自阳极的空穴的注入较少，在二极管5b中蓄积的载流子较少。因此，恢复电流的时间变化di/dt变小，导通时的跳跃电压变小。另一方面，在高温侧，来自阳极的空穴的注入较多，在二极管5b中蓄积的载流子较多。因此，导通时耗尽层难以延伸，恢复电流流动的时间变长，从而时间变化di/dt变小。因此，时间变化di/dt最大的温度不是最低温度和最高温度的某一个，而是它们之间的某个温度。

如上所述，在根据栅极电压的变化而被驱动的IGBT和二极管分别反向并联连接的上下臂电路中，在一个臂导通时，在另一个臂的二极管的阳极-阴极之间产生的浪涌电压在某电流和温度下分别具有峰值。本发明考虑到这样的上下臂电路的浪涌电压的特性，提供一种能够在二极管的电流和温度的整个区域内，充分抑制一个臂的IGBT导通时产生的对臂的二极管的浪涌电压，并且也充分抑制IGBT的导通损耗的栅极驱动电路。

接着，参照图6～图8来说明本发明的实施方式。

图6是表示本发明的一实施方式的栅极驱动电路的结构的图。图6所示的栅极驱动电路100与IGBT 4连接，使施加到IGBT 4的栅极端子的栅极电压变化并驱动IGBT 4。IGBT 4与二极管5反向并联连接，它们形成了臂。

此外，在图6中仅示出了1个臂的栅极驱动电路100的结构，但是在应用于具有多个臂的逆变器的情况下，对各臂分别连接与图6同样的栅极驱动电路100。例如，在使用三相的上下臂电路将直流电转换为三相交流电并输出到三相交流电动机的逆变器的情况下，对该逆变器所具有的6个臂的每一个设置图6那样的栅极驱动电路100。但是，关于微机15，可以由6个臂共享一个微机15。

栅极驱动电路100具备栅极电阻7a、7b及7c、p沟道MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)11a及11b、n沟道MOSFET 12、栅极电源13、驱动器IC 14、微机15。

栅极电阻7a、7b及7c分别与IGBT 4的栅极端子连接。栅极电阻7a和栅极电阻7b在栅极电源13的正极侧和IGBT 4的栅极端子之间相互并联连接，栅极电阻7c连接在栅极电源13的负极侧与IGBT 4的栅极端子之间。在栅极电源13与栅极电阻7a、7b及7c之间分别连接有p沟道MOSFET 11a、11b和n沟道MOSFET 12，通过驱动器IC 14切换这些MOSFET的导通、截止状态，切换栅极电源13与各栅极电阻之间的连接状态。

微机15获取从电流传感器16输出的电流信息16a和从温度传感器17输出的温度信息17a。电流传感器16例如设置在从IGBT 4向交流电动机等负载的输出布线上，从该电流传感器16输出的电流信息16a表示通过IGBT 4的集电极-发射极之间输出到负载的电流的大小。此外，可以将来自IGBT 4的感测发射极端子的输出信号用作电流信息16a。另外，温度传感器17设置在IGBT 4的周边，例如设置在IGBT 4的半导体芯片上或搭载有IGBT 4的功率模块上，从该温度传感器17输出的温度信息17a表示IGBT 4的温度。此外，也可以将对包含IGBT 4的功率模块进行冷却的冷却水的温度用作温度信息17a。

微机15基于从未图示的上位控制装置输入的控制指令(例如转矩指令)等生成PWM信号15a，向驱动器IC 14输出。驱动器IC 14根据来自微机15的PWM信号15a使p沟道MOSFET11a、11b和n沟道MOSFET 12的各栅极端子的电压变化，由此控制各MOSFET的导通、截止状态。此时，驱动器IC 14基于从微机15与PWM信号15a一起输出的栅极电阻切换信号15b，使各栅极端子的电压变化，以使p沟道MOSFET 11a、11b中的仅一方或双方导通。

如果使p沟道MOSFET 11a、11b的一方或双方导通，则从栅极电源13经由栅极电阻7a、7b向IGBT 4的栅极端子施加电压，IGBT 4导通。此时，n沟道MOSFET 12截止。另一方面，如果使p沟道MOSFET 11a、11b的双方都截止并使n沟道MOSFET 12导通时，蓄积在IGBT 4的栅极中的电荷放电，IGBT 4截止。

微机15在其内部或外部具有存储有映射21的存储器20，该映射21是表示针对p沟道MOSFET 11a、11b及n沟道MOSFET 12的切换条件的信息。映射21例如如图6所示，表示相对于电流的阈值Ith1、Ith2(Ith1＜Ith2)和相对于温度的阈值Tth1、Tth2(Tth1＜Tth2)。微机15根据该映射21所表示的阈值Ith1、Ith2、Tth1、Tth2、电流信息16a及温度信息17a，执行图7所示的处理，由此生成栅极电阻切换信号15b并输出到驱动器IC 14。

此外，上述的阈值Ith1、Ith2和阈值Tth1、Tth2分别与图3的(a)所例示的浪涌电压的电流依赖性的峰值部分和图5所例示的浪涌电压的温度依赖性的峰值部分相对应地设定。即，以二极管5的浪涌电压的电流依赖性的峰值部分存在于Ith1和Ith2之间并且二极管5的浪涌电压的温度依赖性的峰值部分存在于Tth1和Tth2之间的方式，设定这些阈值。

在此，在稳定状态下，流过二极管5的回流电流的大小根据从IGBT 4流向负载的电流的大小来决定。因此，能够使用电流信息16a所表示的IGBT 4的集电极-发射极间的电流值来代替流过二极管5的回流电流的电流值，应用图3的(a)所例示的浪涌电压的电流依赖性。另外，IGBT 4和二极管5通常形成在同一半导体芯片上。因此，能够使用温度信息17a所表示的IGBT 4的温度来代替二极管5的温度，应用图5所例示的浪涌电压的温度依赖性。

图7是表示本发明的一实施方式的栅极电阻切换信号的生成处理的流程图。在栅极驱动电路100中例如每隔恒定的处理周期由微机15执行图7的流程图所示的处理。

在步骤S101中，微机15获取电流信息16a。

在步骤S102中，微机15获取温度信息17a。

在步骤S103中，微机15参照存储在存储器20中的映射21，将在步骤S101、S102中获取的电流信息16a和温度信息17a分别表示的电流值I和温度T与映射21进行比较。

在步骤S104中，微机15基于步骤S103的比较结果，判定是否满足如下的条件：电流值I在阈值Ith1以上且阈值Ith2以下，并且，温度T在阈值Tth1以上且阈值Tth2以下。在满足该条件的情况下，即满足Ith1≤I≤Ith2且Tth1≤T≤Tth2的情况下，从步骤S104前进至步骤S105。在不满足条件的情况下，从步骤S104前进至步骤S106。

在步骤S105中，微机15向驱动器IC 14输出增大IGBT 4的栅极电阻值的指示。此时，微机15例如通过输出栅极电阻切换信号15b，对驱动器IC 14进行增大栅极电阻值的指示。

在步骤S106，微机15向驱动器IC 14输出减小IGBT 4的栅极电阻值的指示。此时，微机15例如通过停止栅极电阻切换信号15b的输出，对驱动器IC 14进行减小栅极电阻值的指示。

当执行了步骤S105或S106的处理后，微机15结束图7的流程图所示的处理。

接下来，针对有无栅极电阻切换信号15b导致的驱动器IC 14的动作的差异进行说明。

在从微机15输入了栅极电阻切换信号15b的情况下，驱动器IC 14判断为由微机15进行了增大栅极电阻值的指示。此时，驱动器IC 14根据PWM信号15a，仅使p沟道MOSFET11a、11b的一方例如p沟道MOSFET 11a导通。由此，使IGBT 4导通时的栅极电阻值作为栅极电阻7a单体的电阻值。

另一方面，在没有从微机15输入栅极电阻切换信号15b的情况下，驱动器IC 14判断为由微机15进行了减小栅极电阻值的指示。此时，驱动器IC 14根据PWM信号15a使p沟道MOSFET 11a、11b的双方导通。由此，使IGBT 4导通时的栅极电阻值作为栅极电阻7a、7b的并联电阻的电阻值，设定为比栅极电阻7a单体的电阻值小。

本实施方式的栅极驱动电路100进行以上说明的动作。由此，即使在任何电流、温度范围内，都能够抑制IGBT 4以及二极管5中的噪声、开关损耗。

图8是表示本发明的一实施方式的电力转换装置的结构的图。图8所示的电力转换装置1000具有栅极驱动电路100和逆变器200，并与直流电源300和电动机400连接。栅极驱动电路100具有图6所说明的电路结构。

逆变器200对于电动机400的U相、V相、W相的每一个具有上下臂电路201。各上下臂电路201具有2个将IGBT 4和二极管5反向并联连接的臂，这些臂串联连接在直流电源300的正极和负极之间。在构成各上下臂电路201的上臂的IGBT 4的发射极和构成各上下臂电路201的下臂的IGBT 4的集电极之间，分别连接有通向电动机400的输出线。在该输出线上设置有电流传感器16，如图6中说明的那样，从各电流传感器16输出的电流信息16a被输入到栅极驱动电路100。

在逆变器200的各上下臂电路201中分别设置有温度传感器17。各温度传感器17检测上臂及下臂各自的IGBT 4的温度，如图6中说明的那样，将温度信息17a输出到栅极驱动电路100。

栅极驱动电路100与逆变器200的各上下臂电路201所具有的IGBT 4的栅极端子连接，控制各IGBT 4的导通、截止状态，由此将从直流电源300提供的直流电转换为交流电，并输出至电动机400。此时，基于电流信息16a和温度信息17a进行上述的动作，由此切换将逆变器200的各上下臂电路201所具有的IGBT 4导通时的栅极电阻值。由此，抑制在二极管5中产生的浪涌电压，降低电力转换装置1000中的噪声、开关损耗。

根据以上说明的本发明的一实施方式，起到以下的作用效果。

(1)栅极驱动电路100经由栅极电阻7a、7b、7c与具有栅极端子的半导体元件即IGBT 4连接，使施加至栅极端子的栅极电压变化并驱动IGBT 4。在满足流过IGBT 4的电流为规定的阈值Ith1以上且为大于Ith1的规定的阈值Ith2以下、并且IGBT 4的温度为规定的阈值Tth1以上且为大于Tth1的规定的阈值Tth2以下这样的条件的情况下，栅极驱动电路100将IGBT 4导通时的栅极电阻的电阻值切换为比不满足该条件的情况大的值。由于这样做，所以能够提供能够充分抑制作为半导体元件的IGBT 4、二极管5中产生的噪声、开关损耗的栅极驱动电路100。

(2)栅极驱动电路100具备：存储了表示阈值Ith1、Ith2、Tth1和Tth2的映射21的存储器20；以及参照存储在存储器20中的映射21来判定是否满足条件的微机15。由于这样做，所以能够可靠且容易地判定是否满足上述条件。

(3)微机15获取表示流过IGBT 4的电流的大小的电流信息16a、表示IGBT 4的温度的温度信息17a(步骤S101、S102)，基于电流信息16a及温度信息17a来判定是否满足条件(步骤S103、S104)。由于这样做，所以能够根据IGBT 4的状态来准确地判定是否满足上述条件。

(4)栅极驱动电路100具备：提供栅极电压的栅极电源13；与IGBT 4的栅极端子连接的作为电阻元件的栅极电阻7a；与栅极电阻7a并联地与IGBT 4的栅极端子连接的作为电阻元件的栅极电阻7b；切换栅极电源13和栅极电阻7a之间的连接状态的p沟道MOSFET 11a；以及切换栅极电源13和栅极电阻7b之间的连接状态的p沟道MOSFET 11b。栅极驱动电路100通过使p沟道MOSFET 11a和p沟道MOSFET 11b的切换状态变化来切换IGBT 4导通时的栅极电阻的电阻值。具体而言，在不满足上述条件的情况下(步骤S104：否)，通过使p沟道MOSFET11a和p沟道MOSFET 11b双方为导通状态，向栅极端子施加栅极电压，从而导通IGBT 4(步骤S106)。另一方面，在满足上述条件的情况下(步骤S104：是)，通过使p沟道MOSFET 11a为导通状态，使p沟道MOSFET 11b为截止状态，向栅极端子施加栅极电压，从而导通IGBT 4(步骤S105)。由于这样做，所以能够可靠且容易地切换IGBT 4导通时的栅极电阻的电阻值。

此外，在上述实施方式中，使用电流信息16a所表示的IGBT 4的集电极-发射极间的电流值来代替流过二极管5的回流电流的电流值。另外，使用温度信息17a所表示的IGBT4的温度来代替二极管5的温度。但是，也可以直接检测流过二极管5的回流电流和二极管5的温度，基于这些检测结果，使IGBT 4导通时的栅极电阻的电阻值变化。

另外，在上述实施方式中，说明了使用IGBT作为用于将直流电转换为交流电的开关元件的例子，但是也可以是例如MOSFET等其他的半导体元件。只要是具有栅极端子并且能够通过使施加到栅极端子的栅极电压变化来驱动的半导体元件即可，能够使用任意的半导体元件。此外，在使用MOSFET的情况下，还能够将MOSFET的体二极管用作二极管5。

在上述实施方式中，说明了通过图6所示的电路结构的栅极驱动电路100，根据IGBT 4的电流、温度使IGBT 4导通时的栅极电阻的电阻值变化的例子，但也可以使用其他电路结构的栅极驱动电路。例如，也可以使用p沟道MOSFET 11a、11b以外的开关元件来切换栅极电源13和栅极电阻7a、7b之间的连接状态。只要能够根据IGBT 4的电流、温度使IGBT 4导通时的栅极电阻的电阻值变化即可，能够使用任意电路结构的栅极驱动电路实现本发明。

本发明不限于上述实施方式，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种变更。

符号说明

1：直流电源，2：布线寄生电感，3：负载电感，4、4a、4b：IGBT，5、5a、5b：二极管，6：脉冲发生器，7、7a、7b、7c：栅极电阻，11a、11b：p沟道MOSFET，12：n沟道MOSFET，13：栅极电源，14：驱动器IC，15：微机，15a：PWM信号，15b：栅极电阻切换信号，16：电流传感器，16a：电流信息，17：温度传感器，17a：温度信息，20：存储器，21：映射，100：栅极驱动电路，200：逆变器，300：直流电源，400：电动机，1000：电力转换装置。