一种移相全桥变换器及其控制方法、装置及介质

技术领域

本申请涉及电能转换领域，特别是涉及一种移相全桥变换器及其控制方法、装置及介质。

背景技术

光伏发电系统是一种将太阳能转化为电能的系统，光伏发电系统主要由光伏组件和逆变器组成，为保证光伏组件以较高的输出功率输出，通常需要对逆变器中的DCDC变换器对应的开关管进行开关控制以实现光伏发电系统的最大功率点跟踪。

快速的光照变化会造成光伏组件输出功率的快速变化，而目前的最大功率点跟踪中，针对不同的输入电流，DCDC变换器对应开关管的开关周期一定，有效开通时间和移相时间也固定，因此通常要几毫秒甚至几秒才能完成一个循环达到稳定功率，这就可能会出现逆变器工作不稳定的情况，或者导致最大功率跟踪的崩溃。

鉴于上述现有技术，寻求一种能够保证最大功率点跟踪效率和稳定的移相全桥变换器的控制方法是本领域技术人员亟待解决的问题。

发明内容

本申请的目的是提供一种移相全桥变换器及其控制方法，在输入电流变化时，能够根据不同的输入电流对移相全桥变换器中的开关管实现不同模式下的控制，及时响应输入电流的快速变化，从而保证最大功率跟踪效率和稳定，进一步满足系统的需求。

为解决上述技术问题，本申请提供一种移相全桥变换器的控制方法，包括：

获取所述移相全桥变换器的当前输入电流；

根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式；

在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取所述移相全桥变换器的移相角和所述移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。

优选地，所述根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式，具体为：

在当前输入电流大于第一电流阈值的情况下，在第一工作模式下控制所述开关管动作；

在当前输入电流大于第二电流阈值且小于第一电流阈值的情况下，在第二工作模式下控制所述开关管动作；

在当前输入电流大于第三电流阈值且小于第二电流阈值的情况下，在第三工作模式下控制所述开关管动作；

在当前输入电流小于第三电流阈值的情况下，在第四工作模式下控制所述开关管动作。

优选地，述第一电流阈值依据预先设置的最低开关频率计算；

所述第二电流阈值依据预先设置的最高开关频率计算；

所述第三电流阈值依据预先设置的最高开关频率和最大移相角计算。

优选地，在所述第一工作模式下，所述开关频率为所述最低开关频率，所述移相角与当前输入电流负相关；

在所述第二工作模式下，所述移相角为定值，所述开关频率与当前输入电流负相关；

在所述第三工作模式下，所述开关频率为所述最高开关频率，所述移相角与当前输入电流负相关；

在所述第四工作模式下，所述移相角为定值，所述开关管有工作周期和非工作周期，所述工作周期和所述非工作周期依据当前输入电流计算。

优选地，在所述第四工作模式下，所述工作周期为所述开关管的完整的开关周期。

优选地，还包括：

当接收到开机指令时，控制所述移相全桥变换器的超前桥臂中的两个开关管交替导通，滞后桥臂中的两个开关管交替导通。

为解决上述技术问题，本申请还提供一种移相全桥变换器的控制装置，包括：

获取模块，用于获取所述移相全桥变换器的当前输入电流；

选择模块，用于根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式；

控制模块，用于在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取所述移相全桥变换器的移相角和所述移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。

为解决上述技术问题，本申请还提供一种移相全桥变换器的控制装置，包括存储器，用于存储计算机程序；

处理器，用于执行所述计算机程序时实现如所述的移相全桥变换器的控制方法的步骤。

为解决上述技术问题，本申请还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如所述的移相全桥变换器的控制方法的步骤。

为解决上述技术问题，本申请还提供一种移相全桥变换器，包括如所述的移相全桥变换器的控制装置，还包括：原边全桥电路、变压器、第一电感、第二电感、第三电感、第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容；

所述原边全桥电路的第一输出端与所述第一电感的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述变压器的原边第一端连接，所述原边全桥电路的第二输出端与所述变压器的原边第二端连接，所述第二电感并联在所述变压器的原边的两端；所述变压器的副边第一端与所述第三电感的第一端连接，所述第三电感的第二端分别与所述第一电容和所述第二电容的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述第一二极管的阴极连接，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极连接，所述变压器的副边第二端与所述第二二极管的阴极连接，所述第二二极管的阳极与所述第二电容的第二端连接。

本申请所提供的移相全桥变换器的控制方法，获取到移相全桥变换器的当前输入电流后，根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式，并在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。应用以上技术方案，在输入电流变化时，能够根据不同的输入电流对移相全桥变换器中的开关管实现不同模式下的控制，及时响应输入电流的快速变化，从而保证最大功率跟踪效率和稳定，进一步满足系统的需求。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器的电路原理图；

图2为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器的控制方法的流程图；

图3为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第二工作模式下的波形图；

图4为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第一工作模式下的波形图；

图5为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第三工作模式下的波形图；

图6为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第四工作模式下的波形图；

图7为本申请实施例提供的另一种移相全桥变换器工作在第四工作模式下的波形图；

图8为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器的控制装置的结构示意图；

图9为本申请另一实施例提供的移相全桥变换器的控制装置的结构图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护范围。

本申请的核心是提供一种移相全桥变换器及其控制方法，在输入电流变化时，能够根据不同的输入电流对移相全桥变换器中的开关管实现不同模式下的控制，及时响应输入电流的快速变化，从而保证最大功率跟踪效率和稳定，进一步满足系统的需求。

在具体实施中，移相全桥变换器的输入为直流电压源Vin，可以是光伏组件、电池或者类似结构，移相全桥变换器的输出即为直流母线电压Vout。图1为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器的电路原理图，如图1所示，移相全桥变换器包括原边全桥电路、变压器、第一电感Lr、第二电感Lm、第三电感Lrs、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2；

原边全桥电路的第一输出端与第一电感Lr的第一端连接，第一电感Lr的第二端与变压器的原边第一端连接，原边全桥电路的第二输出端与变压器的原边第二端连接，第二电感Lm并联在变压器的原边的两端；变压器的副边第一端与第三电感Lrs的第一端连接，第三电感Lrs的第二端分别与第一电容C1和第二电容C2的第一端连接，第一电容C1的第二端与第一二极管D1的阴极连接，第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阴极连接，变压器的副边第二端与第二二极管D2的阴极连接，第二二极管D2的阳极与第二电容C2的第二端连接。

移相全桥变换器的原边全桥电路由第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4组成，开关管通常为带有体二极管和体电容的MOS管，原边全桥电路的输出端连接变压器原边，原边的第一电感Lr为漏感Lr，第二电感Lm为励磁电感Lm，变压器的副边的第三电感Lrs为谐振电感Lrs，第一电容C1和第二电容C2为谐振电容，第一二极管D1和第二二极管D2为整流二极管。

本申请所提供的移相全桥变换器，原边为带LC谐振的移相全桥控制，副边为带LC谐振的整流电路。原边全桥加入移相角控制，有效利用第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的体电容与漏感Lr实现谐振，使得原边的开关管实现零电压开关（Zero Voltage Switch，ZVS）。移相角的存在，使得电流滞后电压，让副边自然实现零电流开关（Zero Current Switching，ZCS），整流二极管在零电流软开通。

针对上述情况，推导出移相全桥变换器的输入电流Iin和输入电压Vin、输出电压Vout、漏感Lr的感量、励磁电感Lm的感量、变压器副边和原边的匝数比n、谐振电容C1和C2的容值C、开关周期T以及有效开通时间Ton的函数关系：

Iin=I

需要说明的是，针对特定的硬件结构，漏感Lr的感量、励磁电感Lm的感量、变压器副边和原边的匝数比n和谐振电容C1和C2的容值C为固定值，因此，可以将上述公式简化为Iin=I

推导出移相全桥变换器的有效开通时间Ton和输入电压Vin、输出电压Vout、漏感Lr的感量、励磁电感Lm的感量、变压器副边和原边的匝数比n以及开关周期T的函数关系：Ton =ton(Vout/Vin,Lr,Lm,n,T)；

同理，针对特定的硬件结构，漏感Lr的感量、励磁电感Lm的感量、变压器副边和原边的匝数比n为固定值，因此，可以将上述公式简化为：

Ton =ton(Vout/Vin,T)；

移相时间Tps=T/2 - Ton =Tps (Vout/Vin,T)；

则输入电流Iin= I(Vin,Vout, Tps/T,T)。

其中，有效开通时间Ton与移相时间Tps的和等于开关周期T的一半，移相时间Tps为超前桥臂与滞后桥臂关断开通的时间差；Tps/T为移相角。

最大功率点跟踪中，对于单一工作点，输入电压Vin和输出电压Vout是确定值，输入电流Vin可以只是开关周期T或者移相时间Tps的函数。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步的详细说明。

图2为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器的控制方法的流程图。如图2所示，该方法包括：

S10：获取移相全桥变换器的当前输入电流。

需要说明的是，可以通过ADC采样电路获取移相全桥变换器输入端的输入电压Vin和输入电流Iin以及输出端的输出电压Vout。可以理解的是，本申请以移相全桥变换器的输入电流Iin为例说明，在其它实施例中，也可以是以移相全桥变换器的输出电流Iout为例进行说明，本申请对此不作限定。

S11：根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式。

S12：在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。

在具体实施中，当接收到开机指令时，控制移相全桥变换器的超前桥臂中的两个开关管交替导通，滞后桥臂中的两个开关管交替导通。电路的一个工作周期时序如下：第一开关管Q1和第四开关管Q4同步导通，导通时间为Ton时，关闭第一开关管Q1，经过预先设定的死区时间Tdt后，实现第二开关管Q2的ZVS导通，经过移相时间Tps，第四开关管Q4实现ZCS关闭，同样经过死区时间Tdt之后，第三开关管Q3实现ZVS导通，在第二开关管Q2和第三开关管Q3共同导通时间Ton后，第二开关管Q2关闭，经死区时间Tdt之后，第一开关管Q1实现ZVS导通，再经过移相时间Tps之后，第三开关管Q3实现ZCS关闭，然后等待死区时间Tdt时间后，第四开关管Q4实现ZVS导通，再次回到第一开关管Q1和第四开关管Q4同步导通，如此完成一个开关时序工作周期。

在当前工作模式下，针对不同的输入电流，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率，调整上述过程中的开关周期T、有效开通时间Ton和移相时间Tps，从而实现开关管的控制。

本申请所提供的移相全桥变换器的控制方法，获取到移相全桥变换器的当前输入电流后，根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式，并在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。应用以上技术方案，在输入电流变化时，能够根据不同的输入电流对移相全桥变换器中的开关管实现不同模式下的控制，及时响应输入电流的快速变化，从而保证最大功率跟踪效率和稳定，进一步满足系统的需求。

在上述实施例的基础上，作为一种优选地实施例，S11具体为：

在当前输入电流大于第一电流阈值的情况下，在第一工作模式下控制开关管动作；

在当前输入电流大于第二电流阈值且小于第一电流阈值的情况下，在第二工作模式下控制开关管动作；

在当前输入电流大于第三电流阈值且小于第二电流阈值的情况下，在第三工作模式下控制开关管动作；

在当前输入电流小于第三电流阈值的情况下，在第四工作模式下控制开关管动作。

其中，第一电流阈值依据预先设置的最低开关频率计算，第二电流阈值依据预先设置的最高开关频率计算，第三电流阈值依据预先设置的最高开关频率和最大移相角计算。

在具体实施中，进行功率跟踪时，开始后按初始模式工作，初始模式可以任意设定，比如设定第三工作模式作为初始模式，设定最小开关周期Tmin（即最大开关频率）和最大移相时间Tps_max，然后开始该模式下的最大功率点跟踪流程，使用常规的多种最大功率跟踪方法即可，本申请对此不再赘述。确定了工作电压Vin和输入电流Iin，然后依据输入电流Iin进入下一周期工作模式的选择，完成模式选择以后，进行该模式下的最大功率点跟踪。

下面对四种工作模式进行详细阐述：

需要说明的是，初始模式一般设定为第二工作模式。第二工作模式为固定移相角变频模式，在第二工作模式下，移相角为定值，开关频率与当前输入电流负相关。

滞后桥臂采用ZCS关断，相应的移相角Tps/T为固定值α，根据公式计算出开关周期T或者开关频率f来控制移相全桥变换器的输入电流Iin大小，也就相应控制输入功率Pin。

图3为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第二工作模式下的波形图。如图3所示，包括原边全桥开关管的驱动信号PWM_Q1~Q4（10和11）、变压器原边电流12、变压器副边电容电压13、变压器原边漏感电流14和变压器原边励磁电流15。1个周期分为4个过程：

t0-t1：第一开关管Q1和第四开关管Q4导通，变压器电流从0开始增加为副边提供能量，副边第一二极管D1截止，第二二极管D2导通，第一电容C1放电，第二电容C2被充电。

t1-t2：t1时刻第一开关管Q1关断，原边漏感Lr通过变压器原边以及第四开关管Q4和第二开关管Q2的体二极管形成续流回路，继续为变压器副边供电。此时第二开关管Q2可零电压开通。

t2-t4：t2时刻变压器原边电流续流到0，此时漏感Lr与励磁电感Lm串联电流降到最小，可忽略不计，第四开关管Q4接近零电流关断，第三开关管Q3导通，进入下半个开关周期重复t0-t2。

以上控制策略可以实现滞后桥臂零电流关断，减少了开关管的关断损耗，有助于提高传输效率。同时通过滞后桥臂零电流关断的设计得到了移相角与开关频率之间的数量关系，解决了两者之间协调控制的问题。

由于在最大功率点跟踪中，对于单一工作点，输入电压Vin和输出电压Vout是确定值，输入电流Vin可以只是开关周期T或者移相时间Tps的函数，即：Iin=Iin2(T)=Iin2(Tps/α)，Tps=T×α。

第二工作模式下能获得的最大电流为：

Iin_max2=Iin2(Tmax)，Tmax为最大开关周期，即最低开关频率的倒数，一般，最低开关频率为谐振频率，将Iin_max2作为第一电流阈值；

第二工作模式下能获得的最小电流为：

Iin_min2=Iin2(Tmin)，Tmin为最小开关周期，即最大开关频率的倒数，将Iin_min2作为第二电流阈值。

逆变器工作的最低开关频率（最大开关周期Tmax）接近谐振频率，当逆变器以第二工作模式进行工作，并且在最低开关频率时候，如果得到的最大输入电流Iin还是低于要求，则需要将移相角进一步减小，以增大有效开通时间Ton，可以继续提高电流，直到移相角减小到0为止，输入电流Iin达到最大。

第一工作模式为最低频变化移相角模式，在第一工作模式下，开关频率为最低开关频率，移相角与当前输入电流负相关。根据获得的移相角逐步减小来提高输入电流Iin，以达到需要的工作功率。

图4为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第一工作模式下的波形图。如图4所示，包括原边全桥开关管的驱动信号PWM_Q1~Q4（10和11）、变压器原边电流12、变压器副边电容电压13、变压器原边漏感电流14和变压器原边励磁电流15。1个周期分为6个过程：

t0-t1：第一开关管Q1和第四开关管Q4导通，变压器电流从0开始增加为副边提供能量，副边第一二极管D1截止，第二二极管D2导通，第一电容C1放电，第二电容C2被充电。

t1-t2：t1时刻第一开关管Q1关断，原边漏感Lr通过变压器原边以及第四开关管Q4和第二开关管Q2的体二极管形成续流回路，继续为副边供电。此时第二开关管Q2可零电压开通。

t2-t3：t2时刻变压器原边电流还未续流到0，关断第四开关管Q4，接着导通第三开关管Q3，逆变器的原边全桥电路完成换相，变压器电流不能突变，但受输入电压影响，电流快速下降。

t3-t6：t3时刻变压器电流降到0。接着进入下半个开关周期重复t0-t3。

滞后桥臂零电流关断控制下的最低开关频率的最大输入电流公式：

Iin_max_zcs=Iin(Vin,Vout,Tps_zcs/T,Tmax)；

滞后桥臂零电流关断控制下的最低开关频率的有效开通时间Ton公式：

Ton_zcs=ton(Vout/Vin,Tmax)=T/2 - Tps_zcs；

将移相角进一步减小，以增大有效开通时间Ton，可以继续提高电流，达到需要的输入电流Iin，Iin=Iin1(Vin,Vout,Tps/T,Tmax)；

Tps=(t2 – t1)=T/2 – Ton=tps(Vout/Vin,Lr,Lm,n,T)；

移相角最小可以到0为止，有效开通时间Ton达到最大为T/2，这时电流是可能达到的最大电流。最大功率点跟踪中，对于单一工作点Vin和Vout是确定值，T是固定值Tmax，电流Iin就只是移相时间Tps的函数：

Iin=Iin1(Tps)，其中，0< Tps< Tps_zcs；

Tps_zcs=tps(Vout/Vin,Lr,Lm,n,T)=tps(Tmax)；

移相角最小可以到0为止，这是电流是可能达到的最大电流：

Iin_max1=Iin1(Tps=0)。

当逆变器以第二工作模式进行工作，并且以开关频率达到预先设定的上限时，如果得到的输入电流Iin还是大于要求，则需要将移相角进一步增大，以减小有效开通时间Ton，可以继续减小电流，但是移相角无法一直增大，需要对其进行限制。

第三工作模式为最高频变化移相角模式，在第三工作模式下，开关频率为最高开关频率，移相角与当前输入电流负相关。这个最高开关频率预先设定，从公式获得的移相时间Tps增大来减小有效开通时间Ton，从而降低电流，达到需要的工作电流。移相时间Tps的大小设定限制最大值Tps_max。

图5为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第三工作模式下的波形图。如图5所示，包括原边全桥开关管的驱动信号PWM_Q1~Q4（10和11）、变压器原边电流12、变压器副边电容电压13、变压器原边漏感电流14和变压器原边励磁电流15。1个周期分为6个过程：

t0-t1：第一开关管Q1和第四开关管Q4导通，变压器电流从0开始增加，为副边提供能量，副边第一二极管D1截止，第二二极管D2导通，第一电容C1放电，第二电容C2被充电。

t1-t2：t1时刻第一开关管Q1关断，变压器原边漏感Lr通过变压器原边、第四开关管Q4和第二开关管Q2的体二极管形成续流回路，此时第二开关管Q2可零电压开通。

t2-t3：t2时刻变压器原边电流续流到0，变压器不再传输能量，这时候滞后桥臂开关管的体电容、变压器漏感Lr和变压器励磁电感Lm一起谐振，能量很小可忽略，该阶段第四开关管Q4可接近零电流关段。

t3-t6：t3时刻第三开关管Q3导通，进入下半个开关周期重复t0-t3。

滞后桥臂零电流关断控制下的最高开关频率的最小输入电流公式：

Iin_min_zcs=Iin3(Vin/Vout, Tps_zcs/T,Tmin)；

滞后桥臂零电流关断控制下的最高开关频率的有效开通时间Ton公式：

Ton_zcs=ton(Vout/Vin,Tmin)=T/2 - Tps_zcs；

将移相角进一步增大，以减小有效开通时间Ton，可以继续降低电流，达到需要的输入电流Iin，Iin=Iin3(Vin,Vout,Tps/T,Tmin)；

最大功率点跟踪中，对于单一工作点，输入电压Vin和输出电压Vout是确定值，开关周期T是固定值Tmin，电流Iin就只是移相时间Tps的函数：

Iin=Iin3(Tps)；可以先定移相角Tps/Tmin最大可以到Tps_max/Tmin为止，有效开通时间Ton达到最小，这时电流Iin是可能达到的最小电流：

Iin_min3=Iin3(Tps=Tps_max)，将Iin_min3作为第三电流阈值。

第四工作模式为固定移相角变频模式，在第四工作模式下，移相角为定值，开关管有工作周期和非工作周期，工作周期和非工作周期依据当前输入电流计算。当需要的电流低于第三工作模式的最小电流Iin_min3时，采用跳周期模式降低电流，开通这段采用ZCS公式获得的条件开关，进行Non个开关周期，然后停止Noff个周期，开通和停止的周期数由输入电流Iin决定：

Iin=Iin1(Tmin)×Non/(Non+Noff)。

图6为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器工作在第四工作模式下的波形图。如图6所示，包括原边全桥开关管的驱动信号PWM_Q1~Q4（10和11）、变压器原边电流12、变压器副边电容电压13、变压器原边漏感电流14和变压器原边励磁电流15。工作周期为开关管的完整的开关周期，以工作周期Non=1为例，开通阶段是1个完整的开关周期。可以通过需要的电流Iin和Iin_min2计算获得停止区间的周期数Noff：

Noff=( Iin_min2/Iin – 1)×Non。

图7为本申请实施例提供的另一种移相全桥变换器工作在第四工作模式下的波形图。需要说明的是，工作周期Non和非工作周期Noff可以是有效开通时间Ton的整数倍，也可以不是整数倍；工作周期Non可以是完整开关周期，如a所示，也可以是半个开关周期，正半周或者负半周，如b/c/d所示。工作周期Non是半个周期时，非工作周期Noff的前后可以是相同的正半周或者负半周，如b/c所示，也可以是不同的正半周和负半周，如d所示。

本申请实施例提供的移相全桥变换器的控制方法，通过计算多个不同模式对应的电流阈值，将需要的电流和阈值比较实现全桥工作模式的选择，通过开关频率下的高速模式切换，保障光伏逆变器的稳定工作，和对光伏组件最大功率的快速跟踪，保证光伏系统的最大发电量。

在上述实施例中，对于移相全桥变换器的控制方法进行了详细描述，本申请还提供移相全桥变换器的控制装置对应的实施例。需要说明的是，本申请从两个角度对装置部分的实施例进行描述，一种是基于功能模块的角度，另一种是基于硬件的角度。

图8为本申请实施例提供的一种移相全桥变换器的控制装置的结构示意图。如图8所示，基于功能模块的角度，该装置包括：

获取模块20，用于获取移相全桥变换器的当前输入电流；

选择模块21，用于根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式；

控制模块22，用于在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。

由于装置部分的实施例与方法部分的实施例相互对应，因此装置部分的实施例请参见方法部分的实施例的描述，这里暂不赘述。

本申请所提供的移相全桥变换器的控制装置，获取到移相全桥变换器的当前输入电流后，根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式，并在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。应用以上技术方案，在输入电流变化时，能够根据不同的输入电流对移相全桥变换器中的开关管实现不同模式下的控制，及时响应输入电流的快速变化，从而保证最大功率跟踪效率和稳定，进一步满足系统的需求。

图9为本申请另一实施例提供的移相全桥变换器的控制装置的结构图，如图9所示，基于硬件结构的角度，该装置包括：存储器30，用于存储计算机程序；

处理器31，用于执行计算机程序时实现如上述实施例中移相全桥变换器的控制方法的步骤。

存储器30可以包括一个或多个计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以是非暂态的。存储器30还可包括高速随机存取存储器，以及非易失性存储器，比如一个或多个磁盘存储设备、闪存存储设备，存储方式可以是短暂存储或者永久存储。存储器30在一些实施例中可以是通信装置的内部存储单元。

处理器31一些实施例中可以是一中央处理器（Central Processing Unit, CPU）、控制器、微控制器、微处理器或其他数据处理芯片，用于运行存储器30中存储的程序代码或处理数据，例如执行应用于从设备的通信方法对应的程序等。

在一些实施例中，还可以包含有总线32可以是外设部件互连标准(peripheralcomponent interconnect，简称PCI)总线或扩展工业标准结构(extended industrystandard architecture，简称EISA)总线等。该总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图9中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。

本领域技术人员可以理解，图9中示出的结构并不构成对通信装置的限定，可以包括比图示更多或更少的组件。

本申请实施例提供的移相全桥变换器的控制装置，包括存储器和处理器，处理器在执行存储器存储的程序时，能够实现如下方法：获取到移相全桥变换器的当前输入电流后，根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式，并在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。应用以上技术方案，在输入电流变化时，能够根据不同的输入电流对移相全桥变换器中的开关管实现不同模式下的控制，及时响应输入电流的快速变化，从而保证最大功率跟踪效率和稳定，进一步满足系统的需求。

本申请还提供一种计算机可读存储介质对应的实施例。计算机可读存储介质上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现如上述方法实施例中记载的步骤。

可以理解的是，如果上述实施例中的方法以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（Read-Only Memory，ROM）、随机存取存储器（Random Access Memory，RAM）、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后，本申请还提供一种移相全桥变换器，如图1所示，包括以上实施例中的移相全桥变换器的控制装置，还包括：原边全桥电路、变压器、第一电感Lr、第二电感Lm、第三电感Lrs、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2；

原边全桥电路的第一输出端与第一电感Lr的第一端连接，第一电感Lr的第二端与变压器的原边第一端连接，原边全桥电路的第二输出端与变压器的原边第二端连接，第二电感Lm并联在变压器的原边的两端；变压器的副边第一端与第三电感Lrs的第一端连接，第三电感Lrs的第二端分别与第一电容C1和第二电容C2的第一端连接，第一电容C1的第二端与第一二极管D1的阴极连接，第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阴极连接，变压器的副边第二端与第二二极管D2的阴极连接，第二二极管D2的阳极与第二电容C2的第二端连接。

此外，还包括滤波电容C0和负载ZL。

由于在上文中对于移相全桥变换器及其控制方法结合移相全桥变换器详细说明，故本实施例不再赘述。

本实施例提供的移相全桥变换器，获取到移相全桥变换器的当前输入电流后，根据预先设定的输入电流与工作模式的对应关系选择当前输入电流对应的工作模式，并在当前工作模式下，根据最大功率点跟踪算法获取移相全桥变换器的移相角和移相全桥变换器中开关管的开关频率以控制对应开关管进行相应动作。应用以上技术方案，在输入电流变化时，能够根据不同的输入电流对移相全桥变换器中的开关管实现不同模式下的控制，及时响应输入电流的快速变化，从而保证最大功率跟踪效率和稳定，进一步满足系统的需求。

以上对本申请所提供的一种移相全桥变换器及其控制方法、装置及介质进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请权利要求的保护范围内。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。