反激变换器控制方法及其控制装置

技术领域

本发明涉及反激变换器领域，特别涉及反激变换器的控制。

背景技术

反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率开关电源。为了提高反激变换器的工作效率，次级侧通常采用同步整流的方法。另外，当激磁电感工作在电流断续模式时，其可以实现初级侧功率开关管的谷底开通，所以采用同步整流的准谐振反激变换器，可显著减小开关损耗。但是在负载较大的工况下，尽管谷底开通，依然存在开通损耗较大的问题。

参考图1-图3，图1为一种次级侧采用同步整流的反激变换器电路，初级侧控制器U1及次级侧控制器U2分别对初级侧功率开关管及次级侧功率管进行控制。

图2为激磁电感工作在电流连续模式的反激变换器关键波形示意图。在初级侧功率开关管开通前，由于次级侧电路的钳位作用，其漏源极电压VDS维持在一个较高值，漏源极间电流为0。当初级侧功率开关管开通时，其漏源极电压VDS快迅速下降到0，漏源极间电流迅速从0增大到激磁电感电流值，次级侧功率管漏源极间电流为0。当次级侧功率管开通时，其漏源极间电流迅速从0增大，然后随着次级电感放电逐渐减小，直到初级侧功率开关管开通时，次级侧功率管漏源极间电流迅下降到0。

图3为激磁电感工作在电流断续模式的反激变换器关键波形示意图。在初级侧功率开关管开通前，由于次级侧电流为0，初级侧激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容将进行谐振。当初级侧功率开关管开通时，其漏源极间电压VDS迅速下降到0，漏源极间电流从0逐渐增大。因此在激磁电感电流断续模式下，普遍采用准谐振控制方法，即在初级侧功率开关管的漏源极间电压谐振至谷底时开通初级侧功率开关管，达到减小其开通损耗、提高反激变换器整体效率的目的。

对于图2所示的激磁电感为电流连续模式的反激变换器，初级侧功率开关管没有实现零电压开通，因此开通损耗较大。

对于图3所示的激磁电感为电流断续模式的反激变换器，尽管采用准谐振控制在一定程度上减小了初级侧功率开关管的开通损耗，但是在同样的输入、输出参数及工作频率下，由于工作在断续模式，初级侧功率开关管和次级侧功率管电流应力均较大，依然存在较大的损耗。因此，准谐振控制方式仅适用于轻载和中载条件，当负载较大时，这种控制方式不仅不能够提高反激变换器的效率，甚至可能产生更大的损耗。

发明内容

鉴于现有技术的不足，本发明提供一种能够实现初级侧功率开关管零电压导通的反激变换器控制装置及其控制方法，以解决现有反激变换器工作在负载较大的工作条件下的损耗问题。

就控制方法而言，适用于的反激变换器包括初级侧开关管、次级侧开关管、变压器、输出电容和控制装置，包括如下步骤：

采样步骤，采样输入电压和输出电压；

控制步骤，依据输入电压和输出电压，根据伏秒平衡计算流过次级侧开关管的电流过零时刻，依据输入电压，计算次级侧开关管电流过零后的延长开通时间，通过控制次级侧开关管的延长开通时间来控制负向电流的大小，实现初级侧开关管零电压开通。

具体的，延长开通时间基于输入电压，或输入电压及输出电压设定，延长开通时间数值与输入电压数值呈正向线性关系。

作为输入电压采样方式，采样输入电压通过直接检测输入电压源获得；或者通过检测初级侧开关管两端电压简介获得；或者通过检测次级侧开关管两端电压间接获得；或者通过检测激磁电流上升斜率获得；或基于变压器激磁电流上升时间及下降时间的比值获得。

就控制装置而言，适用于的反激变换器包括初级侧开关管、次级侧开关管、变压器和输出电容，控制装置包括初级侧控制器和隔离驱动器，初级侧控制器和隔离驱动器串联于初级侧开关管控制端和次级侧开关管控制端之间；

初级侧控制器产生第一、二控制信号分别控制初级侧开关管和次级侧开关管的导通与关断；隔离驱动器，用于将初级侧控制装置产生的控制次级侧开关管的控制信号耦合至次级侧开关管的控制端；

初级侧控制器采样输入电压和输出电压，根据伏秒平衡计算流过次级侧开关管的电流过零时刻，采样输入电压，计算次级侧电流过零后次级开关管的延长开通时间，通过控制次级侧开关管的延长开通时间来控制负向电流的大小，实现初级侧开关管零电压开通。

作为初级侧控制器的一种具体实施方式，包括输入电压检测、输出电压检测和控制器，输入电压检测和输出电压检测分别于控制器连接，控制器与次级侧开关管控制端相连，输入电压检测用于采样输入电压，输出电压检测用于检测输出电压，控制器用于根据输入、输出电压输出第一、二控制信号分别控制初级侧开关管和次级侧开关管的导通与关断。

作为实现初级侧开关管零电压开通的具体过程包括：

在第一时间周期，控制器输出第一控制信号控制初级侧开关管导通，激磁电流在变压器的初级绕组中沿正向流动；

在第一时间周期结束之后，通过第一控制信号关断初级侧开关管，经历一定死区时间后反激变换器进入第二时间周期，在第二时间周期内，初级侧开关管关断，次级侧开关管开通，此时反激变换器通过次级侧开关管进行续流，激磁电流下降，当激磁电流下降至0，第二时间周期结束之后，进入第三时间周期；

在第三时间周期内，初级侧开关管维持关断，次级侧开关管延长开通一段时间，次级侧开关管延长开通时间结束后，初级侧控制器控制次级侧开关管关断，经一设定死区时间之后，初级侧开关管实现零电压开通。

优选地，次级侧开关管的延长开通时间基于输入电压，或输入电压及输出电压设定，延长开通时间数值与输入电压数值呈正向线性关系。

优选地，初级侧开关管为MOS管，次级侧开关管为MOS管，或肖特基二极管、开关二极管与规格体积小的MOS管并联组合。

可适用的反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。

本发明较现有技术，具有如下有益效果：

1.依据输入电压，计算次级侧开关管电流过零后的延长开通时间，通过控制次级侧开关管的延长开通时间来控制负向电流的大小，实现初级侧开关管零电压开通，降低损耗；

2.同时次级侧开关管的控制信号由初级侧控制器通过隔离驱动装置耦合得到，能够减少外部器件并节约成本。

附图说明

图1为现有次级侧带同步整流电路原理图；

图2为现有的一种反激变换器在激磁电感电流连续模式下的工作波形图；

图3为现有的一种反激变换器在激磁电感电流断续模式下的工作波形图；

图4(a)为本发明一例电路结构示意图；

图4(b)为本发明一例次级侧开关管结构示意图；

图5为本发明一例电路控制波形图；

图6为本发明一例具体电路结构示意图。

具体实施方式

体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上是对这些变化进行的说明，而非用于限制本公开。

此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。

如图4(a)所示为本发明实施例的电路原理框图，其中S1为初级侧开关管；G_S1为初级侧开关管S1的控制信号；U1为初级侧控制装置，位于初级侧，产生初级侧开关信号G_S1与次级侧开关信号G_SR；U3为隔离驱动器，用于将初级侧控制器产生的次级侧开关信号G_SR耦合至次级侧开关管SR的控制端。

次级侧开关管SR，如图4(b)所示，可以是具有寄生二极管的MOS管功率开关器件，也可以是肖特基二极管或开关二极管与小规格MOS管功率开关器件的并联。

如图5，为本发明一实施例的控制波形图，其中：

t0时刻，初级侧控制器U1输出控制信号G_S1控制初级侧开关管S1开通，此时激磁电流开始线性上升。由于次级侧开关管关断电流为0，输出电压由输出电容Co放电提供。初级侧开关管S1开通时，初级侧控制器U1通过将检测到的输入电压值转换成一个恒流源，对其内部电容进行充电，内部电容充电的初始电压为V0，直到初级侧开关管S1关断时充电结束，此时内部电容上的电压为V1。

t1时刻，激磁电流上升到设定值，初级侧控制器U1输出控制信号G_S1控制初级侧开关管S1关断。次级侧开关管SR维持关断状态，输出电压仍由输出电容Co放电提供。死区时间内，初级侧开关管S1漏源极间电容充电，其漏源极电压VDS逐渐升高，由于次级侧电路的钳位作用，最终其漏源极电压VDS上升至Vin+nVo后保持稳定。

t2时刻，在经历一定的死区时间后，初级侧控制器U1输出控制信号G_SR控制次级侧开关管SR开通，激磁电流开始下降，次级侧电路储存的能量给输出电压提供能量。由于初级侧开关管S1维持关断状态，电流为0。初级侧控制器U1通过将检测到的输出电压值转换成一个恒流源，对其内部电容进行放电，计算内部电容从电压V1放电到V0的时间，根据伏秒平衡得到此时激磁电流下降到0。

t3时刻，激磁电流下降至0，初级侧控制器U1输出控制信号G_S1控制初级侧开关管S1维持关断，初级侧控制器U1输出控制信号G_SR控制次级侧开关管SR维持开通，激磁电流继续下降产生负向激磁电流。该时间段次级侧开关管SR的延长开通时间通过输入电压检测计算得到。

t4时刻，当次级侧开关管SR到达计算得到的延长开通时间后，初级侧控制器U1输出控制信号G_SR控制关断次级侧开关管SR。在死区时间内，次级侧电流立即为0，输出电压由输出电容Co放电提供。初级侧开关管S1的漏源极间电容开始放电，其漏源极电压VDS迅速下降，在初级侧开关管S1开通之前下降至0。

t5时刻，在经历一定的死区时间后，初级侧控制器U1输出控制信号G_S1控制初级侧开关管S1开通，初级侧开关管S1实现零电压开通，次级侧电流为0，进入第二个工作周期。

其中次级侧开关管SR的延长开通时间由输入电压确定。当输入电压越大，对应的延长导通时间越长。

如图6所示，为本发明实施例具体结构框图，反激变换器包括反激式电路结构、初级控制装置200(初级侧控制器U1)和隔离驱动器300(U3)。反激变电路结构包括输入电容Cin、初级侧开关管S1、变压器、次级侧开关管SR、输出电容Co和输出电阻RL；输入电容Cin一端用以接收输入电压信号的第一端，另一端连接于参考电平；输出电容Co一端用以提供输出电压信号，另一端连接于参考电平；输出电阻RL与输出电容Co并联；变压器的初级绕组第一端与输入电容Cin一端相连，第二端与初级侧开关管S1第一端相连；变压器的次级绕组第一端与输出电容Co一端相连，第二端与次级侧开关管SR相连；初级侧开关管S1第二端与参考电平相连，控制端用以接收控制信号G_S1；次级侧开关管第一端与次级绕组的第二端相连，第二端与参考电平相连，控制端用以接收控制信号G_SR。初级控制装置200(初级侧控制器U1)包括输入电压检测202、输出电压检测201和控制器203。

上述具体结构的工作过程如下：

控制器203输出控制信号G_S1控制初级侧开关管S1开通，进入第一时间周期，此时激磁电流正向线性上升，当上升至峰值电流值时，控制器203输出控制信号G_S1控制初级侧开关S1关断，第一时间周期结束，进入第二时间周期。

在第二时间周期内，控制器203输出控制信号G_S1控制初级侧开关管S1关断，控制器203输出控制信号G_SR控制次级侧开关管SR开通(控制信号G_SR通过隔离驱动器300从初级侧传输到次级侧开关管SR控制端)，激磁电流开始下降。通过输入电压检测结果和输出电压检测结果，并根据伏秒平衡计算激磁电流下降至0的时间，当激磁电流下降至0后，控制器203输出控制信号G_S1控制初级侧开关管S1维持关断，控制器203输出控制信号G_SR控制次级侧开关管SR延长开通时间，产生激磁负电流。

输入电压检测202和输出电压检测201在初级控制装置200内部将检测结果转化成恒流源，对内部一电容进行充放电，通过该电容充放电时间得到次级侧开关管SR的开通时间和延长开通时间。

控制器203输出控制信号G_SR，通过隔离驱动器300耦合至次级侧开关管SR的控制端，关断次级侧开关管SR。

上述实施例所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。