基于行波序列馈电机制的双频双圆极化天线

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及一种基于行波序列馈电机制的双频双圆极化天线。

背景技术

圆极化天线由于具有良好的抗干扰能力和收发极化的任意性，在卫星通信中得到了广泛的应用。基于无线通信系统对天线性能的更高要求，圆极化天线在提高信道容量和频率复用方面也需要新的突破。为了解决这些问题，具有双频双圆极化能力的天线受到了人们的广泛关注。对于传统的平面双频双圆极化的天线设计，不仅辐射结构需要有双频特性，馈电网络也需要在两个频段内都能提供所需要的相位梯度，这个相位梯度通常是90°。为实现双向圆极化，馈电网络还需要在两个频段都能提供±90°的相位梯度，这会导致天线往往具有复杂的结构，在设计上存在较大的困难，并且一般具有较大的尺寸。此外，如果在实现波束大范围覆盖的基础上进一步实现天线的低成本和轻量化，多频共口径相控阵是一种解决方法。这就需要天线在具有强大的圆极化能力的基础上，还能有小型化、结构简单的优点。

发明内容

为了克服现有技术的上述缺点与不足，本发明的目的在于提供一种基于行波序列馈电机制的双频双圆极化天线。

该天线能在一个馈电网络的条件下，实现双频工作，并在每个频段都能实现双向圆极化辐射。当同一个端口被激励时，两个工作频段的圆极化具有相同的旋向。本发明不仅具有尺寸小、结构简单、设计灵活的特点，并且能适用于多频共口径的宽角扫描相控阵列。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种基于行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，包括：

辐射结构，包括叠层双频超表面；

馈电网络，包括十字缝隙及Ω型馈线，所述Ω型馈线的两端各设一个端口，分别为第一馈电端口及第二馈电端口；

叠层双频超表面由十字缝隙激励，通过激励不同的馈电端口，对叠层双频超表面进行顺时针或者逆时针的序列馈电，实现两个频段的圆极化特性；

所述十字缝隙为非均匀十字缝隙，关于叠层双频超表面的一个对称轴对称，其中心所在位置对准所述叠层双频超表面中心位置，相邻两个缝隙臂之间的夹角为90°，与x轴负半轴形成夹角的两条缝隙臂长度及宽度大于与x轴正半轴形成夹角的两条缝隙臂。

进一步，通过调节十字型缝隙臂的尺寸，控制每个缝隙臂对馈线上的能量的耦合强度，在相位梯度偏离90°的情况下，使得两个频段都能有圆极化特性，并实现两个端口之间的高隔离。

进一步，由上至下依次包括第一介质基板、第二介质基板、第三介质基板及第四介质基板，所述第三介质基板的上表面设置上层金属地板，所述第一介质基板及第二介质基板的上表面设置叠层双频超表面，所述第四介质基板的下表面设置下层金属地板，所述上层金属地板刻蚀十字缝隙，所述第四介质基板的上表面设置Ω型馈线。

进一步，所述叠层双频超表面包括：

用于增强低频时所述辐射结构与馈电网络能量耦合的上层超表面；

用于增强高频时所述辐射结构与馈电网络能量耦合的下层超表面。

进一步，所述上层超表面由2×2个呈阵列排布的第一辐射贴片单元构成，所述下层超表面由4×4个呈阵列排布的第二辐射贴片单元构成。

进一步，所述上层超表面的第一辐射贴片单元及下层超表面的第二辐射贴片单元的尺寸根据具体的目标频段确定，以实现两个频段内良好的阻抗匹配和端口间的高隔离，排布形式不限定。

进一步，所述叠层双频超表面为叠层双频微带贴片、单层双频超表面、单层双频微带贴片或单频结构与双频结构的单层或叠层组合。

进一步，还包括隔离金属柱，所述隔离金属柱连接上层金属地板和下层金属地板，且围绕Ω型馈线设置，用于抑制场泄露和所述十字缝隙的背向辐射。

进一步，所述Ω型馈线圆环型馈线的圆心所在位置对准所述十字缝隙的中心位置，圆环形馈线的圆环半径决定序列馈电的相位梯度。

一种通信设备，包括所述的双频双圆极化天线。

与现有技术相比，本发明具有以下优点和有益效果：

(1)本发明包括基于双端口行波序列馈电机制的馈电网络、叠层双频超表面，由于采用超表面作为辐射结构，可以实现稳定的圆极化性能，并实现了单元的小型化。

(2)本发明通过双端口行波序列馈电网络实现了双向圆极化，具有简单紧凑的馈电网络结构。

(3)本发明通过调整十字缝隙每个缝隙臂的尺寸，调节每个缝隙臂对于不同频段能量的耦合强度，最终在非90°相位梯度的条件下也实现了圆极化辐射，使天线满足双频双圆极化特性。

(4)本发明结构简单，设计灵活，并具有小型化的优势，能应用于多频共口径的宽角扫描相控阵列。

附图说明

图1是本发明的三维图；

图2是本发明的侧视图

图3(a)是本发明的上层超表面的俯视图；

图3(b)是本发明的下层超表面的俯视图；

图4(a)是本发明的刻蚀轴对称非均匀十字缝隙的上层地板的俯视图；

图4(b)是本发明的双端口Ω型馈线的俯视图；

图5是本发明的S参数曲线和轴比曲线；

图6(a)是本发明在低频19.6GHz处的xoz面和yoz面的轴比波宽曲线；

图6(b)是本发明在低频28.7GHz处的xoz面和yoz面的轴比波宽曲线；

图7(a)是本发明在第一馈电端口激励时，低频的主极化和交叉极化的增益曲线；

图7(b)是本发明在第一馈电端口激励时，高频的主极化和交叉极化的增益曲线；

图8(a)是本发明在第一馈电端口激励时，低频19.6GHz处的xoz面和yoz面主极化和交叉极化的增益曲线；

图8(b)是本发明在第一馈电端口激励时，低频20GHz处的xoz面和yoz面主极化和交叉极化的增益曲线；

图9(a)是本发明在第一馈电端口激励时，高频28.7GHz处的xoz面和yoz面主极化和交叉极化的增益曲线；

图9(b)是本发明在第一馈电激励时，高频29GHz处的xoz面和yoz面主极化和交叉极化的增益曲线；

具体实施方式

下面结合实施例，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

如图1及图2所示，一种基于行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，包括：由上至下依次是第一介质基板7、第二介质基板8、第三介质基板10及第四介质基板11。

所述第一介质基板7及第二介质基板8的上表面设置辐射结构，所述辐射结构包括叠层双频超表面1，所述叠层双频超表面可以为叠层双频微带贴片、单层双频超表面、单层双频微带贴片或单频结构与双频结构的单层或叠层组合。

本实施例中优选为：如图3(a)及图3(b)所示，所述叠层双频超表面包括上层超表面及下层超表面，所述上层超表面设置在第一介质基板7的上表面，下层超表面设置在第二介质基板8的上表面，所述上层超表面由2×2个呈阵列排布的第一辐射贴片单元构成，所述下层超表面由4×4个呈阵列排布的第二辐射贴片单元构成。第一辐射贴片单元及第二辐射贴片单元的形状相同，尺寸根据具体的目标频段确定，以实现两个频段内良好的阻抗匹配和端口间的高隔离，排布形式不限定。

所述上层超表面主要增强低频时辐射结构与十字缝隙的能量耦合，所述下层超表面的第二辐射贴片单元尺寸较小，用于增强高频时所述辐射结构与所述十字缝隙的能量耦合，最终实现天线的双频谐振特性，并保证每个频段内第一馈电端口和第二馈电端口之间的高隔离。

上层超表面的尺寸s1为[0.1λ，0.15λ]，周期距离g1为[0.008λ，0.01λ]；下层超表面单元的尺寸s2为[0.05λ，0.07λ]，周期距离g2为[0.008λ，0.011λ]。本实施例中上层超表面单元与下层超表面单元的整体尺寸一致，具体是[0.22λ，0.32λ]。其中，λ为中心频率对应的自由空间波长。

所述第三介质基板10的上表面设置上层金属地板9，所述第四介质基板11的下表面设置下层金属地板12，所述上层金属地板9刻蚀十字缝隙2，所述第四介质基板11的上表面设置Ω型馈线4，所述Ω型馈线4的两端各设一个端口，分别为第一馈电端口5及第二馈电端口6。

叠层双频超表面由十字缝隙激励，通过激励不同的馈电端口，对叠层双频超表面进行顺时针或者逆时针的序列馈电，并且形成相应的相位梯度。对于目标的两个频段，相邻缝隙臂上馈电点处馈线的长度并不是1/4波长，意味着相位梯度对于两个频段都不是90°。但是，通过调节缝隙臂的尺寸，可以控制每个缝隙臂对馈线上的能量的耦合强度，在偏离90°梯度的情况下，使得两个频段都能有圆极化特性，并实现第一馈电端口5和第二馈电端口6之间的高隔离。

如图4(a)所示，所述十字缝隙为非均匀十字缝隙，关于叠层双频超表面的一个对称轴对称，其中心所在位置对准所述叠层双频超表面的中心位置，相邻两个缝隙臂之间的夹角为90°，与x轴负半轴形成夹角的两条缝隙臂长度及宽度大于与x轴正半轴形成夹角的两条缝隙臂。

如图4(b)所示，进一步，所述Ω型馈线4的圆环型馈线部分的圆心所在位置对准所述十字缝隙的中心位置，圆环型馈线部分的半径决定序列馈电的相位梯度。

所述Ω型馈线4宽度为[0.018λ，0.027λ]，圆环型馈线部分半径rf为[0.046λ，0.067λ]，沿x轴方向竖直馈线长度lf1为[0.036λ，0.052λ]，沿y方向水平馈线长度lf0为[0.159λ，0.232λ]。隔离金属柱3直径rp为[0.01λ，0.015λ]，相邻隔离金属柱中心距离dp为[0.02λ，0.03λ]。所述隔离金属柱与沿y方向的水平馈线距离df为[0.035λ，0.051λ]，沿x方向排列的两排竖直金属柱距离dr为[0.28λ，0.41λ]。其中，λ为中心频率对应的自由空间波长。

所述隔离金属柱连接上层金属地板和下层金属地板，并环绕Ω型馈线，用来防止场泄露、抑制缝隙背向辐射。

本实施例中的第一介质基板、第二介质基板、第三介质基板及第四介质基板的介电常数为3.48，厚度分别为[0.02λ，0.03λ]、[0.03λ，0.05λ]、[0.006λ，0.01λ]和[0.022λ，0.032λ]。所述上层金属地板9和下层金属地板12厚度为[0.0012λ，0.0017λ]。其中，λ为中心频率对应的自由空间波长。

所述基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，整体尺寸wg为[0.36λ，0.524λ]。其中，λ为中心频率对应的自由空间波长。

本实施例中，基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，具体尺寸如下：

所述2×2上层超表面的尺寸s1为1.6mm，周期距离g1为0.12mm；所述4×4下层超表面的尺寸s2为0.74mm，周期距离g2为0.12mm。上层超表面与下层超表面的整体尺寸一致，为3.32mm。

所述十字缝隙2，靠近x轴正半轴的两个缝隙臂尺寸ls1和ws1分别为1.65mm和0.1mm。靠近x轴负半轴的两个缝隙臂尺寸ls2和ws2分别为1.95mm和0.3mm。

所述Ω型馈线4宽度为0.28mm，圆环型馈线部分半径rf为0.7mm，沿x轴方向竖直馈线长度lf1为0.55mm，沿y方向水平馈线长度lf0为2.43mm。金属隔离柱3直径rp为0.16mm，相邻金属柱中心距离dp为0.32mm。所述金属隔离柱与沿y方向的水平馈线距离df为0.54mm，沿x方向排列的两排竖直金属柱距离dr为4.32mm。

介质基板的具体尺寸为：所述第一介质基板、第二介质基板、第三介质基板和第四介质基板均采用Rogers 4350b，介电常数为3.48，厚度分别为0.3mm、0.5mm、0.1mm和0.338mm。所述上层金属地板9和下层金属地板12厚度为0.018mm。

所述基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，整体尺寸wg为5.5mm。

当第一馈电端口5激励，第二馈电端口6连接50欧姆匹配负载时，产生逆时针的序列馈电和相位梯度，对于低频和高频，均产生左旋圆极化。相反，当第二馈电端口6激励，第一馈电端口5连接50欧姆匹配负载时，产生顺时针的序列馈电和相位梯度，对于低频和高频，均产生右旋圆极化。

如图5所示，基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，工作带宽为低频18.8-20.4GHz，高频28.1GHz-29.1GHz。在工作频段内，端口反射系数低于-10dB，端口极化隔离优于10dB，轴比小于3dB。由于天线结构的对称性，第二馈电端口6的反射系数和第一馈电端口5的反射系数几乎完全一致，说明所述天线可以实现完全相同的双圆极化辐射。

如图6(a)及图6(b)所示，基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，当第一馈电端口5激励，第二馈电端口6连接50欧姆匹配负载时，低频19.6GHz处3db轴比波宽大于174°，高频28.7GHz处，xoz面3db轴比波宽大于123°，yoz面3db轴比波宽大于177°。

如图7(a)及图7(b)所示，所示，基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，当第一馈电端口5激励，第二馈电端口6连接50欧姆匹配负载时，低频主极化即左旋圆极化增益大于4.8dBi，交叉极化即右旋圆极化增益在-20dBi以下；高频主极化即左旋圆极化增益大于5.8dBi，交叉极化即右旋圆极化增益小于-9dBi。

如图8(a)及图8(b)所示，基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，当第一馈电端口5激励，第二馈电端口6连接50欧姆匹配负载时，在低频的不同频率，所述天线的辐射方向图在xoz和yoz平面基本对称，交叉极化抑制到-20dB以下。

如图9(a)及图9(b)所示，基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，当第一馈电端口5激励，第二馈电端口6连接50欧姆匹配负载时，在高频的不同频率，所述天线的辐射方向图在xoz和yoz平面基本对称，交叉极化抑制到-15dB以下。

本发明的实施例还提供一种通信设备，包括所述的双频双圆极化天线。

由上可知，本发明的基于双端口行波序列馈电机制的双频双圆极化天线，在两个频段实现了稳定的圆极化性能，并且由于天线结构的对称性，两个频段内不同旋向的圆极化性能具有一致性，简化了传统的平面双频双圆极化天线的复杂设计，适用于多频共口径的宽角扫描相控阵列。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。