一种变换器及其ANPC电路驱动方法

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域，特别涉及一种变换器及其ANPC电路驱动方法。

背景技术

ANPC(Active NeutralPoint Clamped，有源型中性点箝位型)变换器相比传统的NPC(NeutralPoint Clamped，中性点箝位型)变换器，使用全控型开关器件(及其续流二极管)代替二极管实现中点钳位，使其具有了冗余的驱动分配方式，提升了系统控制自由度，其单相拓扑结构中，连接直流侧正负极的开关管称为外管，连接交流侧的开关管称为内管，连接直流侧中性点的开关管称为钳位管。

对于ANPC单相电路，其6个全控型开关器件的驱动分配方式众多；常见的有外管和钳位管高频动作、内管工频动作的驱动分配方式ANPC-1，以及，内管高频动作、其他管工频动作的驱动分配方式ANPC-2。但是，前者导致外管的开关损耗大于内管，后者导致内管的开关损耗大于外管，两者均无法实现器件开关损耗均衡。

发明内容

有鉴于此，本申请提供一种变换器及其ANPC电路驱动方法，以实现器件开关损耗均衡。

为实现上述目的，本申请提供如下技术方案：

本申请第一方面提供了一种变换器的ANPC电路驱动方法，包括：

以使所述变换器中ANPC电路在开关周期的两个半开关周期内分别以内管和外管承担开关损耗为目标，确定所述ANPC电路的输出状态切换序列；

根据所述输出状态切换序列，生成并输出所述ANPC电路的各开关管控制信号。

可选的，以使所述变换器中ANPC电路在开关周期的两个半开关周期内分别以内管和外管承担开关损耗为目标，确定所述ANPC电路的输出状态切换序列，包括：

确定所述输出状态切换序列在所述ANPC电路的开关周期内两个半开关周期中的零电平输出状态，分别包括内管承受开关损耗的第一零电平输出状态，和，外管承受开关损耗的第二零电平输出状态。

可选的，在确定所述ANPC电路的输出状态切换序列之前，还包括：

结合均衡内管所承担通态损耗的目的。

可选的，以使所述变换器中ANPC电路在开关周期的两个半开关周期内分别以内管和外管承担开关损耗为目标，确定所述ANPC电路的输出状态切换序列，包括：

确定所述输出状态切换序列在所述ANPC电路的开关周期内两个半开关周期中的零电平输出状态，分别包括内管承受开关损耗的第一零电平输出状态，外管承受开关损耗的第二零电平输出状态，和，使相电流流入或流出桥臂时存在两条并联支路的第三零电平输出状态。

可选的，所述ANPC电路中，两个外管分别为：与直流侧正极相连的第一开关管、与直流侧负极相连的第四开关管；两个内管分别为：连接于所述第一开关管与交流侧之间的第二开关管、连接于交流侧与所述第四开关管之间的第三开关管；两个钳位管分别为：连接于所述第一开关管与直流侧中性点之间的第五开关管、连接于直流侧中性点与所述第四开关管之间的第六开关管；

在所述ANPC电路交流侧输出电压的正半周内，所述第一零电平输出状态下，所述第一开关管、所述第三开关管及所述第六开关管为导通状态，其他开关管为关断状态；

在所述ANPC电路交流侧输出电压的负半周内，所述第一零电平输出状态下，所述第二开关管、所述第四开关管及所述第五开关管为导通状态，其他开关管为关断状态。

可选的，所述ANPC电路中，两个外管分别为：与直流侧正极相连的第一开关管、与直流侧负极相连的第四开关管；两个内管分别为：连接于所述第一开关管与交流侧之间的第二开关管、连接于交流侧与所述第四开关管之间的第三开关管；两个钳位管分别为：连接于所述第一开关管与直流侧中性点之间的第五开关管、连接于直流侧中性点与所述第四开关管之间的第六开关管；

在所述ANPC电路交流侧输出电压的正半周内，所述第二零电平输出状态下，所述第二开关管、所述第三开关管及所述第六开关管为导通状态，其他开关管为关断状态；

在所述ANPC电路交流侧输出电压的负半周内，所述第二零电平输出状态下，所述第二开关管、所述第三开关管及所述第五开关管为导通状态，其他开关管为关断状态。

可选的，所述ANPC电路中，两个外管分别为：与直流侧正极相连的第一开关管、与直流侧负极相连的第四开关管；两个内管分别为：连接于所述第一开关管与交流侧之间的第二开关管、连接于交流侧与所述第四开关管之间的第三开关管；两个钳位管分别为：连接于所述第一开关管与直流侧中性点之间的第五开关管、连接于直流侧中性点与所述第四开关管之间的第六开关管；

在所述ANPC电路交流侧输出电压的正半周内，所述第三零电平输出状态下，所述第三开关管、所述第五开关管及所述第六开关管为导通状态，其他开关管为关断状态；

在所述ANPC电路交流侧输出电压的负半周内，所述第三零电平输出状态下，所述第二开关管、所述第五开关管及所述第六开关管为导通状态，其他开关管为关断状态。

可选的，所述输出状态切换序列为以下输出状态依次出现：

所述第三零电平输出状态、所述第一零电平输出状态、正电平或负电平输出状态、所述第二零电平输出状态、所述第三零电平输出状态；或者，

所述第三零电平输出状态、所述第二零电平输出状态、正电平或负电平输出状态、所述第一零电平输出状态、所述第三零电平输出状态。

可选的，在所述ANPC电路交流侧输出电压的正半周内，所述第三零电平输出状态使相电流流入桥臂时存在两条并联支路；

在所述ANPC电路交流侧输出电压的负半周内，所述第三零电平输出状态使相电流流出桥臂时存在两条并联支路。

可选的，根据所述输出状态切换序列，生成并输出所述ANPC电路的各开关管控制信号，包括：

根据所述输出状态切换序列中各输出状态下所述ANPC电路内各开关管的通断状态，生成并输出各开关管控制信号；或者，

以实现所述输出状态切换序列为目标，采用载波比较方式，生成并输出所述ANPC电路的各开关管控制信号。

本申请第二方面提供一种变换器，包括：主电路和控制器；其中，

所述主电路包括至少一个ANPC电路；

所述主电路受控于所述控制器，所述控制器用于执行如上述第一方面任一种所述的变换器的ANPC电路驱动方法。

可选的，所述ANPC电路包括：六个开关管；其中，

第一开关管至第四开关管依次串联连接；

所述第一开关管的另一端连接所述ANPC电路的直流侧正极，所述第四开关管的另一端连接所述ANPC电路的直流侧负极；所述第一开关管和所述第四开关管分别作为所述ANPC电路的两个外管；

第二开关管和第三开关管的连接点，连接所述ANPC电路的交流侧；所述第二开关管和所述第三开关管分别作为所述ANPC电路的两个内管；

所述第一开关管与所述第二开关管的连接点，通过第五开关管，连接所述ANPC电路的直流侧中性点；所述第三开关管与所述第四开关管的连接点，通过第六开关管，连接所述ANPC电路的直流侧中性点；所述第五开关管和所述第六开关管分别作为所述ANPC电路的两个钳位管。

可选的，所述主电路包括三个所述ANPC电路；

各所述ANPC电路的直流侧并联连接，各所述ANPC电路的交流侧分别作为所述主电路的交流侧一相。

本申请提供的变换器的ANPC电路驱动方法，其首先以使变换器中ANPC电路在开关周期的两个半开关周期内分别以内管和外管承担开关损耗为目标，确定ANPC电路的输出状态切换序列；再根据该输出状态切换序列，生成并输出ANPC电路的各开关管控制信号，使得ANPC电路能够实现内外管开关损耗的均衡，而且开关损耗的均衡颗粒度为半个开关周期，均衡效果精细，损耗波动低。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术提供的ANPC电路的拓扑图；

图2为现有技术提供的ANPC电路的驱动分配方式示意图；

图3为现有技术提供的ANPC电路的另一种驱动分配方式示意图；

图4为本申请实施例提供的两模式驱动分配方式在输出电压正半周的信号波形示意图；

图5为本申请实施例提供的两模式驱动分配方式在输出电压正半周的另一种信号波形示意图；

图6为本申请实施例提供的两模式驱动分配方式在输出电压负半周的信号波形示意图；

图7为本申请实施例提供的两模式驱动分配方式在输出电压负半周的另一种信号波形示意图；

图8为本申请实施例提供的变换器的ANPC电路驱动方法的流程图；

图9为本申请实施例提供的0+状态时相电流流入桥臂的电流路径示意图；

图10为本申请实施例提供的0+状态时相电流流出桥臂的电流路径示意图；

图11为本申请实施例提供的0-状态时相电流流入桥臂的电流路径示意图；

图12为本申请实施例提供的0-状态时相电流流出桥臂的电流路径示意图；

图13为本申请实施例提供的采用载波比较方式实现输出状态切换序列0+→0+in→P→0+out→0+的信号波形示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

如图1中所示，ANPC电路包括：六个开关管(如图中所示的S1至S6)，且各开关管均具备相应的续流二极管(如图中所示的D1至D6)；其中，第一开关管S1至第四开关管S4依次串联连接；第一开关管S1的另一端连接ANPC电路的直流侧正极P，第四开关管S4的另一端连接ANPC电路的直流侧负极N；第二开关管S2和第三开关管S3的连接点，连接ANPC电路的交流侧(其输出电压为Vout)；第一开关管S1与第二开关管S2的连接点，通过第五开关管S5，连接ANPC电路的直流侧中性点O；第三开关管S3与第四开关管S4的连接点，通过第六开关管S6，连接ANPC电路的直流侧中性点O。其中，连接直流侧正负极(如图1中所示的P和N)的第一开关管S1和第四开关管S4称为外管，连接交流侧的第二开关管S2和第三开关管S3称为内管，连接直流侧中性点O的第五开关管S5和第六开关管S6称为钳位管。

驱动分配方式ANPC-1(其驱动分配方式如图2所示)下，外管(S1、S4)和钳位管(S5、S6)高频动作、内管(S2、S3)工频动作，此时，外管的开关损耗大于内管；而驱动分配方式ANPC-2(其驱动分配方式如图3所示)下，内管(S2、S3)高频动作、其他管(S1、S4、S5、S6)工频动作，此时，内管的开关损耗大于外管；因此，这两种驱动分配方式均无法实现器件开关损耗均衡。

经研究发现，ANPC电路的相桥臂中点(也即交流侧)输出电压Vout在0→P→0→N→0的换流过程中，对于内外管而言，因为先导通的开关管并不改变换流路径，需要等到后导通的开关管导通后，才会使得电流改变流通路径，所以先导通的开关管开通的过程没有电流、没有开通损耗，后导通的开关管开通的过程有电流流过、也就承受了开通损耗；同理，先关断的开关管有电流流过，所以承受关断损耗；因此，先关断的以及后导通的开关管承担开关损耗。基于这个原则，为了主动均衡ANPC电路内各个器件的开关损耗，可以采用一种两模式驱动分配方式，其定义的两种模式分别是：stress-in模式和stress-out模式，其中，stress-in模式是指内管承受开关损耗的模式，stress-out模式是指外管承受开关损耗的模式。该两模式驱动分配方式，是通过载波比较的脉宽调制方法，形成分别对应stress-in和stress-out模式的6个开关管的驱动，详见图4至图7，其中，V

但是，该两模式驱动分配方式在每个开关周期内，对称地出现两次stress-in模式(如图4中出现的两次0+In输出状态阶段和图6中出现的两次0-In输出状态阶段)或stress-out模式(如图5中出现的两次0+Out输出状态阶段和图7中出现的两次0-Out输出状态阶段)，因此，开关损耗均衡的颗粒度较大，为一个开关周期。这一缺点随着载波比的降低越发显著，损耗均衡性能越发下降。

本申请提供一种变换器的ANPC电路驱动方法，以实现器件开关损耗均衡，同时减小开关损耗均衡的颗粒度。

参见图8，该变换器的ANPC电路驱动方法，包括：

S101、以使变换器中ANPC电路在开关周期的两个半开关周期内分别以内管和外管承担开关损耗为目标，确定ANPC电路的输出状态切换序列。

ANPC电路的开关周期包括两个半开关周期，这两个半开关周期内分别由ANPC电路的内管和外管承担开关损耗，进而可以实现内外管开关损耗的均衡。

为了使内管和外管分别承担开关损耗，可以通过不同开关组合的零电平输出状态来实现，也即，该S101具体可以包括：确定该输出状态切换序列在ANPC电路的开关周期内两个半开关周期中的零电平输出状态，分别包括内管承受开关损耗的第一零电平输出状态，和，外管承受开关损耗的第二零电平输出状态。

实际应用中，可以设置开关周期的前半开关周期中的零电平输出状态包括第一零电平输出状态，而后半开关周期中的零电平输出状态包括第二零电平输出状态；或者，也可以设置前半开关周期中的零电平输出状态包括第二零电平输出状态，而后半开关周期中的零电平输出状态包括第一零电平输出状态；此处不做限定，视其具体应用环境而定即可。

在交流侧输出电压Vout的正半周内，第一零电平输出状态记为0+in，此时ANPC电路的开关组合为：第一开关管S1、第三开关管S3及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态。第二零电平输出状态记为0+out，此时ANPC电路的开关组合为：第二开关管S2、第三开关管S3及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态。

在交流侧输出电压Vout的负半周内：第一零电平输出状态记为0-in，此时ANPC电路的开关组合为：第二开关管S2、第四开关管S4及第五开关管S5为导通状态，其他开关管为关断状态。第二零电平输出状态记为0-out，此时ANPC电路的开关组合为：第二开关管S2、第三开关管S3及第五开关管S5为导通状态，其他开关管为关断状态。

S102、根据输出状态切换序列，生成并输出ANPC电路的各开关管控制信号。

该开关管控制信号通过相应驱动电路的传输，即可实现对于相应开关管的驱动。

本实施例提供的该变换器的ANPC电路驱动方法，通过上述过程，使得ANPC电路能够实现内外管开关损耗的均衡，而且，每半个开关周期灵活选取stress-in模式和stress-out模式，将开关损耗的均衡颗粒度减小为半个开关周期，均衡效果精细，损耗波动低。

值得说明的是，两模式驱动分配方式还存在一个问题是：其仅考虑了开关损耗的均衡，没有主动改进通态损耗均衡情况；由于通态损耗与开关损耗处于同一个数量级，所以，本实施例提供了另外一种ANPC电路驱动方法，在上一实施例的基础之上，其在执行S101中的确定ANPC电路的输出状态切换序列之前，还包括：结合均衡内管所承担通态损耗的目的；也即，其S101包括：以使ANPC电路在开关周期的两个半开关周期内分别以内管和外管承担开关损耗为目标，结合均衡内管所承担通态损耗的目的，确定ANPC电路的输出状态切换序列。

此时，S101的具体过程可以是，确定该输出状态切换序列在ANPC电路的开关周期内两个半开关周期中的零电平输出状态，分别包括：内管承受开关损耗的第一零电平输出状态，外管承受开关损耗的第二零电平输出状态，使相电流流入或流出桥臂时存在两条并联支路的第三零电平输出状态。

在交流侧输出电压Vout的正半周内，第三零电平输出状态记为0+，此时ANPC电路的开关组合为：第三开关管S3、第五开关管S5及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态。

在交流侧输出电压Vout的负半周内：第三零电平输出状态记为0-，此时ANPC电路的开关组合为：第二开关管S2、第五开关管S5及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态。

参见图9和图10，在ANPC电路交流侧输出电压的正半周内，第三零电平输出状态使相电流流入桥臂时存在两条并联支路(如图9所示)，因此每条支路上器件流过的电流为相电流的一半，对通态损耗有均衡作用，且降低了电流应力；参见图11和图12，在ANPC电路交流侧输出电压的负半周内，第三零电平输出状态使相电流流出桥臂时存在两条并联支路(如图12所示)，因此每条支路上器件流过的电流为相电流的一半，对通态损耗有均衡作用，且降低了电流应力。

本实施例通过优化输出零电平时的开关组合，构建零电平并联支路，主动均衡导通损耗；此时，该ANPC电路驱动方法，既具有开关损耗均衡能力，又具有通态损耗主动均衡能力。

如图1中所示，该ANPC电路中，两个外管分别为：与直流侧正极P相连的第一开关管S1、与直流侧负极N相连的第四开关管S4；两个内管分别为：连接于第一开关管S1与交流侧之间的第二开关管S2、连接于交流侧与第四开关管S4之间的第三开关管S3；两个钳位管分别为：连接于第一开关管S1与直流侧中性点O之间的第五开关管S5、连接于直流侧中性点O与第四开关管S4之间的第六开关管S6；则对于上述实施例中提到的各输出状态，有：

在ANPC电路交流侧输出电压Vout的正半周内：第一零电平输出状态0+in下，第一开关管S1、第三开关管S3及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态；第二零电平输出状态0+out下，第二开关管S2、第三开关管S3及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态；第三零电平输出状态0+下，第三开关管S3、第五开关管S5及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态；正电平输出状态P下，第一开关管S1、第二开关管S2及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态。

在ANPC电路交流侧输出电压Vout的负半周内：第一零电平输出状态0-in下，第二开关管S2、第四开关管S4及第五开关管S5为导通状态，其他开关管为关断状态；第二零电平输出状态0-out下，第二开关管S2、第三开关管S3及第五开关管S5为导通状态，其他开关管为关断状态；第三零电平输出状态0-下，第二开关管S2、第五开关管S5及第六开关管S6为导通状态，其他开关管为关断状态；负电平输出状态N下，第三开关管S3、第四开关管S4及第五开关管S5为导通状态，其他开关管为关断状态。

也即，本实施例设计了如表1所示的开关状态组合，具体给出了8种不同桥臂输出状态下开关管S1至S6的开关状态，其中，1代表导通，0代表关断。

表1开关状态组合

表1中包括6种零电平输出状态，即：

O+in：交流侧输出电压正半周内管承受开关损耗的第一零电平输出状态；

O+out：交流侧输出电压正半周外管承受开关损耗的第二零电平输出状态；

O+：交流侧输出电压正半周的第三零电平输出状态；

O-in：交流侧输出电压负半周内管承受开关损耗的第一零电平输出状态；

O-out：交流侧输出电压负半周外管承受开关损耗的第二零电平输出状态；

O-：交流侧输出电压负半周的第三零电平输出状态。

这六种零电平输出状态下桥臂输出电平均为0，但换流回路不同，对应的开关损耗和通态损耗不同。通过6种零电平输出状态的搭配组合可以均衡开关损耗和通态损耗。

对于开关损耗而言，在正半周输出0电平时选择O+in，将使内管承受开关损耗；在正半周输出0电平时选择O+out，将使外管承受开关损耗；在负半周输出0电平时选择O-in，将使内管承受开关损耗；在负半周输出0电平时选择O-out，将使外管承受开关损耗。

对于通态损耗而言，在正半周输出0电平时选择O+，相电流路径如图9和图10所示，可见，当相电流流入桥臂时，有两条并联电流之路，因此每条支路上器件流过的电流为相电流的一半，对通态损耗有均衡作用，且降低了电流应力；同理，在负本周输出0电平时选择O-，相电流路径如图11和图12所示，可见，当相电流流出桥臂时，有两条并联电流之路，因此每条支路上器件流过的电流为相电流的一半，对通态损耗有均衡作用，且降低了电流应力。

根据用不同零电平输出状态平衡开关损耗和通态损耗的思想，确定如下的驱动分配方式：在交流侧输出电压正半周时，采用O+→O+in或O+out→P→O+out或O+in→O+的输出状态切换序列；在交流侧输出电压负半周时，采用O-→O-in或O-out→P→O-out或O-in→O-的输出状态切换序列之后对应表1中各个输出状态确定开关管S1至S6的驱动。也即，在上述实施例的基础之上，本实施例给出了输出状态切换序列的一些具体示例，比如：

(1)在ANPC电路交流侧输出电压Vout的正半周内，该输出状态切换序列为以下输出状态依次出现：第三零电平输出状态、第一零电平输出状态、正电平输出状态、第二零电平输出状态、第三零电平输出状态，也即，0+→0+in→P→0+out→0+。

(2)在ANPC电路交流侧输出电压Vout的正半周内，该输出状态切换序列为以下输出状态依次出现：第三零电平输出状态、第二零电平输出状态、正电平输出状态、第一零电平输出状态、第三零电平输出状态，也即，0+→0+out→P→0+in→0+。

(3)在ANPC电路交流侧输出电压Vout的负半周内，该输出状态切换序列为以下输出状态依次出现：第三零电平输出状态、第一零电平输出状态、负电平输出状态、第二零电平输出状态、第三零电平输出状态，也即，0-→0-in→N→0-out→0-。

(4)在ANPC电路交流侧输出电压Vout的负半周内，该输出状态切换序列为以下输出状态依次出现：第三零电平输出状态、第二零电平输出状态、负电平输出状态、第一零电平输出状态、第三零电平输出状态，也即，0-→0-out→N→0-in→0-。

本实施例提供的该ANPC电路驱动方法，其零电平开关组合及零电平续流回路均不同于现有技术；具体是通过在输出状态切换序列中设置0+和0-两个零电平输出状态，主动提高通态损耗的均衡度；并通过0+in或0+out以及0-in或0-out的灵活选择，主动提高开关损耗的均衡度，并降低开关损耗均衡的颗粒度。

对于桥臂输出的一个开关周期，图13示例性的展示了一种可选择的具体输出状态切换序列：0+→0+in→P→0+out→0+，则开关损耗在前半开关周期中由内管承担，在后半开关周期中由外管承担，也就减小了开关损耗分配的颗粒度。

在上述实施例的基础之上，可选的，该ANPC电路驱动方法中的S102，具体可以包括：根据输出状态切换序列中各输出状态下ANPC电路内各开关管的通断状态，生成并输出各开关管控制信号；也即，可以直接根据桥臂输出电压对照表1直接得到每个开关管的脉冲，实现方式相比两模式驱动分配方式更加灵活。

或者，该S102也可以包括：以实现输出状态切换序列为目标，采用载波比较方式，生成并输出ANPC电路的各开关管控制信号；图13示例性的展示了采用载波比较方式实现输出状态切换序列：0+→0+in→P→0+out→0+的过程。

S102的具体实现方式，可以视其应用环境而定，此处不做限定，均在本申请的保护范围内。

本申请另一实施例还提供了一种变换器，其包括：主电路和控制器；其中，该主电路包括至少一个ANPC电路；该ANPC电路的结构如图1中所示，具体包括：六个开关管(如图中所示的S1至S6)，且各开关管均具备相应的续流二极管(如图中所示的D1至D6)；其中，第一开关管S1至第四开关管S4依次串联连接；第一开关管S1的另一端连接ANPC电路的直流侧正极P，第四开关管S4的另一端连接ANPC电路的直流侧负极N；第一开关管S1和第四开关管S4分别作为ANPC电路的两个外管；第二开关管S2和第三开关管S3的连接点，连接ANPC电路的交流侧(其输出电压为Vout)；第二开关管S2和第三开关管S3分别作为ANPC电路的两个内管；第一开关管S1与第二开关管S2的连接点，通过第五开关管S5，连接ANPC电路的直流侧中性点O；第三开关管S3与第四开关管S4的连接点，通过第六开关管S6，连接ANPC电路的直流侧中性点O；第五开关管S5和第六开关管S6分别作为ANPC电路的两个钳位管。

该主电路可以仅包括一个ANPC电路，以构成一个单相变换器。或者，该主电路包括三个ANPC电路，各ANPC电路的直流侧并联连接，各ANPC电路的交流侧分别作为主电路的交流侧一相，以构成一个三相变换器。而且，该变换器可以是逆变器，也可以是整流器，还可以是含有至少两级变换电路且其中一级是ANPC电路的设备，此处不做限定，均在本申请的保护范围内。

该主电路受控于控制器，该控制器用于执行如上述任一实施例所述的变换器的ANPC电路驱动方法；该ANPC电路驱动方法的具体过程和原理参见上述实施例即可，此处不再一一赘述。

该控制器通过执行该ANPC电路驱动方法，可以调整开关管的通断顺序，实现内外管开关损耗的均衡；通过选取合适的开关管导通，可以实现通态损耗均衡；使得该变换器既具有开关损耗均衡能力，又具有通态损耗主动均衡能力；而且，其开关损耗均衡颗粒度减小，损耗波动更小。

本说明书中的各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

对所公开的实施例的上述说明，本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。