一种同步整流控制电路及反激式开关电源

技术领域

本发明涉及一种电力电子技术领域，特别是涉及一种同步整流控制电路及反激式开关电源。

背景技术

同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术，它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压，可满足产品对效率、温升、噪声等参数的要求，非常显著地降低整流损耗，符合节能环保的理念。单端反激变换器是应用最为广泛的DC-DC变换电路拓扑，因其结构简单、工作可靠、易于设计生产，在小功率场合应用较多。

请参阅图1及图2，现有的单端反激变换器的输入侧和输出测分别连接电源和负载，其主要包括开关管Q1、功率变压器T1和同步整流管Q2，开关管Q1的开关信号和同步整流管Q2的驱动信号大多数采用了独立专用的同步整流芯片，通过闭合与导通开关管Q1，在功率变压器T1两端产生高频方波信号，功率变压器T1将产生的方波信号以磁场感应的方式传递到次级线圈，通过同步整流管Q2在输出端得到稳定的直流输出。甚至还有一些工程师会用准谐振变换器(QRC)方式控制同步整流管的开关，采用上述方案，存在以下问题：

1、同步整流电路控制技术一般使用在对电源转换效率要求较高的场合，这种产品的特点一般是输出电压低，输出电流大，由于同步整流芯片自身的耗电，导致采用芯片控制的同步整流电路多了一个能效损耗点。

2、目前市场上常用的同步整流芯片可工作的电压范围较低，不太适合输出电压较高的场合，并且芯片外围电路需要增加额外的附加电路来保证芯片能够正常工作，增加了成本。

3、QRC的控制模式同样存在能效损耗的问题，并且QRC模式同步整流控制精度不高，产品在轻载模式下QRC电路工作不正常，容易导致同步整流管工作在轻度短路的状态。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种同步整流控制电路及反激式开关电源，用于解决现有技术中耗电量高、不适合输出电压较高的场合的问题。

本发明的第一方面提供一种同步整流控制电路，应用于单端反激变换器，包括：驱动绕组、隔离模块及驱动模块；

所述驱动绕组与所述单端反激变换器的输入侧绕组相耦合，所述驱动绕组的异名端分别与所述隔离模块的输出端和所述驱动模块的第一输入端连接，同名端接地；

所述隔离模块的输入端与脉宽调整信号连接，输出端还与所述驱动模块的第二输入端连接；

所述驱动模块的输出端与所述单端反激变换器的同步整流管的控制端连接。

于本发明的一实施例中，所述隔离模块包括光耦和第一电阻；

所述光耦输入测的两端与第一电阻并联，且输入侧的正极与脉宽调整信号连接，负极接地；

所述光耦输出测的集电极与所述驱动绕组的异名端连接，发射极与所述驱动模块的第二输入端连接。

于本发明的一实施例中，述隔离模块还包括第二电阻和二极管；

第二电阻的一端与脉宽调整信号连接，另一端与光耦输入侧的正极连接；

二极管的正极与所述驱动绕组的异名端连接，负极与所述光耦输出测的集电极连接。

于本发明的一实施例中，还包括第三电阻；所述驱动绕组的两端与第三电阻的两端相并联。

于本发明的一实施例中，所述驱动模块包括第三MOS管、第四MOS管及第四电阻；

第三MOS管的栅极作为所述驱动模块的第一输入端，与所述驱动绕组的异名端连接；

第三MOS管的漏极作为所述驱动模块的第二输入端，分别与所述隔离模块的输出端、第四MOS管的栅极、所述单端反激变换器的输出侧绕组的同名端连接；

第四MOS管的源极与所述单端反激变换器的输出侧绕组的同名端、以及所述单端反激变换器的同步整流管的控制端连接，所述同步整流管的控制端通过第四电阻接地；

第三MOS管的源极和第四MOS管的漏极分别接地。

于本发明的一实施例中，第三MOS管为N沟道MOS管，第四MOS管为P沟道MOS管。

于本发明的一实施例中，所述驱动模块还包括第五电阻；

第五电阻的一端作为所述驱动模块的第一输入端，与所述驱动绕组的异名端连接；

第五电阻的另一端与所述第三MOS管的栅极连接。

于本发明的一实施例中，所述驱动模块还包括第六电阻；

第六电阻的一端作为所述驱动模块的第二输入端，与所述隔离模块的输出端连接；

第六电阻的另一端分别与第三MOS管的漏极、第四MOS管的栅极、以及所述单端反激变换器的输出侧绕组的同名端连接。

于本发明的一实施例中，所述驱动模块还包括第七电阻及第八电阻；

第七电阻的一端分别与第六电阻的另一端、第三MOS管的漏极及第四MOS管的栅极连接，另一端与所述单端反激变换器的输出侧绕组的同名端连接；

第八电阻的一端分别与第四MOS管源极、所述同步整流管的控制端、第四电阻的一端连接，另一端与所述单端反激变换器的输出侧绕组的同名端连接。

本发明的第二方面还提供一种反激式开关电源，包括：

单端反激变换器；

同步整流控制电路，用于为所述单端反激变换器提供驱动信号；其中，所述同步整流控制电路包括：驱动绕组、隔离模块及驱动模块；

所述驱动绕组与所述单端反激变换器的输入侧绕组相耦合，所述驱动绕组的异名端分别与所述隔离模块的输出端和所述驱动模块的第一输入端连接，同名端接地；

所述隔离模块的输入端与脉宽调整信号连接，输出端还与所述驱动模块的第二输入端连接；

所述驱动模块的输出端与所述单端反激变换器的同步整流管的控制端连接。

如上所述，本发明的一种同步整流控制电路及反激式开关电源，具有以下有益效果：

本发明在现有的同步整流拓扑电路的基础上进行了改进，将单端反激变换器和同步整流控制电路区分开，当器件工作异常或者损坏的情况下，同步整流管不会因为控制电路器件的损坏而损坏或者出现短路现象；通过控制原边变压器半桥开关MOS的PWM驱动芯片信号来同时控制原边开关管和副边同步整流管，不需要同步整流驱动芯片，一致性较好、适用于大电压的输出场景，也降低了产品成本。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例的描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1显示为现有技术中的单端反激变换器的接线框图。

图2显示为现有技术中的单端反激变换器的内部接线示意图。

图3显示为本发明第一实施方式中的同步整流控制电路的接线示意图。

图4显示为本发明第二实施方式中的反激式开关电源的结构示意图。

元件标号说明：

100-单端反激变换器；

200-同步整流控制电路；210-驱动绕组；220-隔离模块；230-驱动模块。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

请参阅图3，本发明的第一实施方式涉及一种同步整流控制电路200，该同步整流控制电路200应用于单端反激变换器100，用于为单端反激变换器100提供驱动信号。

请参阅图2，本实施例中的单端反激变换器100的核心原件包括开关管Q1、功率变压器T1和同步整流管Q2，功率变压器T1原边的异名端与电源连接、同名端与开关管Q1的漏极连接，开关管Q1的栅极与脉宽调整信号(PWM)连接，开关管Q1的源极接地；功率变压器T1副边的同名端与负载的正极连接，异名端与同步整流管Q2的漏极连接，同步整流管Q2的源极与负载的负极连接，同步整流管Q2的栅极与同步整流控制电路200连接，根据同步整流控制电路200输出的驱动信号输出直流电压到负载。

具体的说，同步整流控制电路200主要包括：驱动绕组210、隔离模块220及驱动模块230；

驱动绕组210，与单端反激变换器100的输入侧绕组相耦合，且其与原边的输入侧绕组同相位，采用这种方案，可实现驱动绕组210与原边线圈的同步驱动电平。驱动绕组210的异名端分别与隔离模块220的输出端和驱动模块230的第一输入端连接，驱动绕组210的同名端接地。驱动绕组210感应功率变压器T1原边的磁场变化，产生相应的交流电压信号。进一步的，同步整流控制电路200还包括第三电阻R3，第三电阻R3并联在驱动绕组210的两端，通过调整第三电阻R3的阻值，可适当调整交流电压信号的大小。

隔离模块220，其输入端与PWM信号连接，输出端分别与驱动绕组210的输出端及驱动模块230的第二输入端连接。隔离模块220用于实现主电路与控制电路的隔离，避免了干扰信号对控制电路的影响。进一步的，隔离模块220包括光耦PC1和第一电阻R1；光耦PC1输入测的两端与第一电阻R1并联，且光耦PC1输入侧的正极与PWM信号连接，光耦PC1输入测的负极接地；光耦PC1输出测的集电极与驱动绕组210的异名端连接，发射极与驱动模块230的第二输入端连接。进一步的，隔离模块220还包括第二电阻R2和二极管D1；第二电阻R2的一端与PWM信号连接，另一端与光耦PC1输入侧的正极连接；通过调整第一电阻R1、第二电阻R2的阻值，可适当调整PWM信号的强弱。二极管D1的正极与驱动绕组210的异名端连接，负极与光耦PC1输出测的集电极连接。当驱动绕组210的异名端为高电平，且光耦PC1导通时，该高电平即可通过二极管D1和光耦PC1的输出端输出到驱动模块230。

需要说明的是，本实施例中的光耦PC1应选择可以工作在高速开关模式下的高速隔离光电耦合器，通过高速隔离光电耦合器，可将原边的PWM驱动信号传送到副边的同步整流管Q2，实现了开关信号和驱动信号高度同步驱动的一致性。

驱动模块230，其输出端与单端反激变换器100的同步整流管Q2的控制端连接，用于输出驱动信号到同步整流管Q2的栅极。进一步的，驱动模块230包括第三MOS管Q3、第四MOS管Q4及第四电阻R4；第三MOS管Q3的栅极作为驱动模块的第一输入端，与驱动绕组210的异名端连接；第三MOS管Q3的漏极作为驱动模块230的第二输入端，分别与隔离模块220的输出端、第四MOS管Q4的栅极、单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接；第四MOS管Q4的源极与单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端、以及单端反激变换器100的同步整流管Q2的控制端连接，同步整流管Q2的控制端通过第四电阻R4接地；第三MOS管Q3的源极和第四MOS管Q4的漏极分别接地。进一步的，驱动模块230还包括第五电阻R5；第五电阻R5的一端作为驱动模块230的第一输入端，与驱动绕组210的异名端连接；第五电阻R5的另一端与第三MOS管Q3的栅极连接。进一步的，驱动模块230还包括第六电阻R6；第六电阻R6的一端作为驱动模块230的第二输入端，与隔离模块220的输出端连接；第六电阻R6的另一端分别与第三MOS管Q3的漏极、第四MOS管Q4的栅极、单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接。进一步的，驱动模块230还包括第七电阻R7及第八电阻R8；第七电阻R7的一端分别与第六电阻R6的另一端、第三MOS管Q3的漏极及第四MOS管Q4的栅极连接，另一端与单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接；第八电阻R8的一端分别与第四MOS管Q4源极、同步整流管Q2的控制端、第四电阻R4的一端连接，另一端与单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接。

需要说明的是，本实施例中，第三MOS管Q3为N沟道MOS管，第四MOS管Q4为P沟道MOS管。

采用上述结构，单端反激变换器100的驱动信号和开关信号均来自于原边的PWM信号，使得反激式开关电源可应用于输出电压较高的场景，解决了输出电压较高时无同步整流芯片可选的尴尬局面。

应理解，本实施方式的同步整流控制电路200可扩展至LLC开关电源、双管正激开关电源的输出同步整流驱动控制。

以下对同步整流控制电路200的工作原理进行说明：

当开关管Q1栅极的PWM信号为高电平时，开关管Q1导通，功率变压器T1原边线圈2到1将会有电流通过，同时，PWM信号的高电平经过电阻R2到光耦PC1的输入端的正极，光耦PC1导通，由于驱动绕组210的相位与功率变压器T1原边相同，驱动绕组210异名端的电压V1为高电平，该高电平经第五电阻R5流入第三MOS管Q3的栅极、经第六电阻R6流入第三MOS管Q3的漏极和第四MOS管Q4的栅极，使第三MOS管Q3导通，从而将第四MOS管Q4的栅极电平拉低，第四MOS管Q4导通，此时同步整流管Q2的栅极电压V3被拉低，同步整流管Q2保持关闭状态，此时功率变压器T1处于储能状态，此时电路完成了一个工作周期的一半。

当开关管Q1栅极的PWM信号为低电平时，开关管Q1截止，光耦PC1截止，第三MOS管Q3的栅极电压V1为低电平，第三MOS管Q3工作在截止状态，根据反激式变压器的工作原理可知，当功率变压器T1原边线圈有电流通过时，副边线圈工作在充能状态，且原边线圈与副边线圈的同名不一致，因此当功率变压器T1原边线圈2到1没有电流通过时，副边线圈3到4的电动势发生反转，此时副边线圈的同名端为高电平，该高电平经第八电阻R8接通到同步整流管Q2的栅极，由于原边PWM信号的消失，光耦PC1截止，因此第三MOS管Q3截止，无法将第四MOS管Q4的栅极电压V2连接到低电平，此时，副边线圈同名端的高电平信号通过第七电阻R7接通到第四MOS管Q4的栅极，由于第四MOS管Q4为P沟道MOS管，因此工作在断开状态，同步整流管Q2的栅极电压V3保持高电平，同步整流管Q2保持导通，工作在整流状态，为后端的负载提供电能，直至栅极电压V3转变为低电平时，整个电路完成了一次完整的整流工作。

可见，本实施方式在现有的同步整流拓扑电路的基础上进行了改进，将单端反激变换器100和同步整流控制电路200区分开，当器件工作异常或者损坏的情况下，同步整流管不会因为控制电路器件的损坏而损坏或者出现短路现象；通过控制原边变压器半桥开关MOS的PWM驱动芯片信号来同时控制原边开关管和副边同步整流管，不需要同步整流驱动芯片，一致性较好、适用于大电压的输出场景，也降低了产品成本。本发明电路简单、电路的一致性好、电路效率高、工作可靠，有较好的经济效益及社会效益。

请参阅图4，本发明的第二实施方式涉及一种反激式开关电源，包括：单端反激变换器100及同步整流控制电路200，单端反激变换器100，其输入侧和输出测分别连接电源和负载，根据同步整流控制电路200的驱动信号，将电源的交流信号进行整流，并为后端负载提供稳定的直流输出。

请参阅图3，单端反激变换器100包括：开关管Q1、功率变压器T1和同步整流管Q2；功率变压器T1包括原边线圈和副边线圈，且原边线圈和副边线圈的相位相反。开关管Q1的栅极与脉宽调整信号(PWM)连接，开关管Q1的源极接地；功率变压器T1副边的同名端与负载的正极连接，异名端与同步整流管Q2的漏极连接，同步整流管Q2的源极与负载的负极连接，同步整流管Q2的栅极与同步整流控制电路200连接，根据同步整流控制电路200输出的驱动信号输出直流电压到负载。

同步整流控制电路200包括：驱动绕组210、隔离模块220及驱动模块230；

驱动绕组210，与单端反激变换器100的输入侧绕组相耦合，且其与原边的输入侧绕组同相位，采用这种方案，可实现驱动绕组210与原边线圈的同步驱动电平。驱动绕组210的异名端分别与隔离模块220的输出端和驱动模块230的第一输入端连接，驱动绕组210的同名端接地。驱动绕组210感应功率变压器T1原边的磁场变化，产生相应的交流电压信号。进一步的，同步整流控制电路200还包括第三电阻R3，第三电阻R3并联在驱动绕组的两端，通过调整第三电阻R3的阻值，可适当调整交流电压信号的大小。

隔离模块220，其输入端与PWM信号连接，输出端分别与驱动绕组210的输出端及驱动模块230的第二输入端连接。隔离模块220用于实现主电路与控制电路的隔离，避免了干扰信号对控制电路的影响。进一步的，隔离模块220包括光耦PC1和第一电阻R1；光耦PC1输入测的两端与第一电阻R1并联，且光耦PC1输入侧的正极与PWM信号连接，光耦PC1输入测的负极接地；光耦PC1输出测的集电极与驱动绕组210的异名端连接，发射极与驱动模块230的第二输入端连接。进一步的，隔离模块220还包括第二电阻R2和二极管D1；第二电阻R2的一端与PWM信号连接，另一端与光耦PC1输入侧的正极连接；通过调整第一电阻R1、第二电阻R2的阻值，可适当调整PWM信号的强弱。二极管D1的正极与驱动绕组210的异名端连接，负极与光耦PC1输出测的集电极连接。当驱动绕组210的异名端为高电平，且光耦PC1导通时，该高电平即可通过二极管D1和光耦PC1的输出端输出到驱动模块230。

需要说明的是，本实施例中的光耦PC1应选择可以工作在高速开关模式下的高速隔离光电耦合器，通过高速隔离光电耦合器，可将原边的PWM驱动信号传送到副边的同步整流管Q2，实现了开关信号和驱动信号高度同步驱动的一致性。

驱动模块230，其输出端与单端反激变换器100的同步整流管Q2的控制端连接，用于输出驱动信号到同步整流管Q2的栅极。进一步的，驱动模块230包括第三MOS管Q3、第四MOS管Q4及第四电阻R4；第三MOS管Q3的栅极作为驱动模块的第一输入端，与驱动绕组210的异名端连接；第三MOS管Q3的漏极作为驱动模块230的第二输入端，分别与隔离模块220的输出端、第四MOS管Q4的栅极、单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接；第四MOS管Q4的源极与单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端、以及单端反激变换器100的同步整流管Q2的控制端连接，同步整流管Q2的控制端通过第四电阻R4接地；第三MOS管Q3的源极和第四MOS管Q4的漏极分别接地。进一步的，驱动模块230还包括第五电阻R5；第五电阻R5的一端作为驱动模块230的第一输入端，与驱动绕组210的异名端连接；第五电阻R5的另一端与第三MOS管Q3的栅极连接。进一步的，驱动模块230还包括第六电阻R6；第六电阻R6的一端作为驱动模块230的第二输入端，与隔离模块220的输出端连接；第六电阻R6的另一端分别与第三MOS管Q3的漏极、第四MOS管Q4的栅极、单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接。进一步的，驱动模块230还包括第七电阻R7及第八电阻R8；第七电阻R7的一端分别与第六电阻R6的另一端、第三MOS管Q3的漏极及第四MOS管Q4的栅极连接，另一端与单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接；第八电阻R8的一端分别与第四MOS管Q4源极、同步整流管Q2的控制端、第四电阻R4的一端连接，另一端与单端反激变换器100的输出侧绕组的同名端连接。

需要说明的是，本实施例中，第三MOS管Q3为N沟道MOS管，第四MOS管Q4为P沟道MOS管。

采用上述结构，单端反激变换器100的驱动信号和开关信号均来自于原边的PWM信号，使得反激式开关电源可应用于输出较高的场景，解决了输出电压较高时无同步整流芯片可选的尴尬局面。

应理解，本实施方式的反激式开关电源可为多种类型，例如LLC开关电源、双管正激开关电源。

以下对反激式开关电源的工作原理进行说明：

当开关管Q1栅极的PWM信号为高电平时，开关管Q1导通，功率变压器T1原边线圈2到1将会有电流通过，同时，PWM信号的高电平经过电阻R2到光耦PC1的输入端的正极，光耦PC1导通，由于驱动绕组210的相位与功率变压器T1原边相同，驱动绕组210异名端的电压V1为高电平，该高电平经第五电阻R5流入第三MOS管Q3的栅极、经第六电阻R6流入第三MOS管Q3的漏极和第四MOS管Q4的栅极，使第三MOS管Q3导通，从而将第四MOS管Q4的栅极电平拉低，第四MOS管Q4导通，此时同步整流管Q2的栅极电压V3被拉低，同步整流管Q2保持关闭状态，此时功率变压器T1处于储能状态，此时电路完成了一个工作周期的一半。

当开关管Q1栅极的PWM信号为低电平时，开关管Q1截止，光耦PC1截止，第三MOS管Q3的栅极电压V1为低电平，第三MOS管Q3工作在截止状态，根据反激式变压器的工作原理可知，当功率变压器T1原边线圈有电流通过时，副边线圈工作在充能状态，且原边线圈与副边线圈的同名不一致，因此当功率变压器T1原边线圈2到1没有电流通过时，副边线圈3到4的电动势发生反转，此时副边线圈的同名端为高电平，该高电平经第八电阻R8接通到同步整流管Q2的栅极，由于原边PWM信号的消失，光耦PC1截止，因此第三MOS管Q3截止，无法将第四MOS管Q4的栅极电压V2连接到低电平，此时，副边线圈同名端的高电平信号通过第七电阻R7接通到第四MOS管Q4的栅极，由于第四MOS管Q4为P沟道MOS管，因此工作在断开状态，同步整流管Q2的栅极电压V3保持高电平，同步整流管Q2保持导通，工作在整流状态，为后端的负载提供电能，直至栅极电压V3转变为低电平时，整个电路完成了一次完整的整流工作。

综上所述，本发明的一种同步整流控制电路及反激式开关电源，在现有的同步整流拓扑电路的基础上进行了改进，将单端反激变换器100和同步整流控制电路200区分开，当器件工作异常或者损坏的情况下，同步整流管不会因为控制电路器件的损坏而损坏或者出现短路现象；通过控制原边变压器半桥开关MOS的PWM驱动芯片信号来同时控制原边开关管和副边同步整流管，不需要同步整流驱动芯片，一致性较好、适用于大电压的输出场景，也降低了产品成本。本发明电路简单、电路的一致性好、电路效率高、工作可靠，有较好的经济效益及社会效益。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。