一种反激式开关电源的保护装置、方法和电动汽车

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种反激式开关电源的保护装置和方法、以及具有该反激式开关电源的保护装置的电动汽车，尤其涉及一种电动汽车反激式开关电源输出整流二极管的防击穿电路及其控制方法、以及具有该防击穿电路的电动汽车。

背景技术

生活电器内部控制器的反激式开关电源的输入电压，一般在AC 85V-AC265V范围内；供电时，通常需要先经过滤波后再整流成310V的直流电，然后经过高频变压器和输出整流二极管后进行电压转换得到一路或者多路低压直流电供给所需要的低压直流负载。

当输入电压较低时，整流输出二极管输出的电压也在一个较低的水平，不会出现损坏输出整流二极管的情况；但是当输入电压是高达几百伏的直流电(即高压直流电)时会出现损毁控制器的情况，例如电动汽车上的高压直流电，在恶劣环境行驶的过程中或者上电瞬间母线直流电压可能会出现瞬间的波动或者高浪涌电压冲击，这样往往会导致输出整流二级管击穿短路，导致控制器板损毁失效。

上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种反激式开关电源的保护装置、电动汽车及其反激式开关电源的保护方法，以解决生活电器内部控制器的反激式开关电源的输入电压为高压直流电时，在恶劣工况中或者在上电瞬间母线直流电压可能会出现瞬间的波动或者高浪涌电压冲击，会导致反激式开关电源输出侧的整流二级管击穿短路，导致控制器板损毁失效的问题，达到通过在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧设置吸收支路和电压检测模块，在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧检测到波动电压或浪涌电压时利用吸收支路对波动电压或浪涌电压进行吸收，以提前保护输出整流二极管避免击穿，提高了对反激式开关电源保护的及时性和可靠性的效果。

本发明提供一种反激式开关电源的保护装置中，所述反激式开关电源，包括：变压器模块和输出整流二极管模块；所述反激式开关电源的保护装置，包括：吸收支路、电压检测模块和控制模块；所述吸收支路，包括：吸收模块和开关模块；其中，直流输入电压，输入至所述变压器模块的一次绕组；所述变压器模块的二次绕组的输出侧，经所述输出整流二极管模块后输出直流电压；所述吸收支路，设置在所述变压器模块的二次绕组的输出侧，与所述输出整流二极管模块并联，且位于所述输出整流二极管模块的前端；所述开关模块，默认处于断开的状态；所述电压检测模块，设置在所述变压器模块的二次绕组的输出侧，且位于所述输出整流二极管模块的前端，用于检测所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压；所述控制模块，用于在接收到所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压的情况下，若确定所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压不在设定电压范围内，则认为所述反激式开关电源的母线直流电压出现波动电压或浪涌电压，发出控制信号，以控制所述开关模块闭合；所述开关模块，用于在接收到所述控制信号的情况下，使所述开关模块自身闭合，以接通所述吸收支路，使所述吸收模块吸收所述吸收波动电压或所述浪涌电压，实现对所述输出整流二极管模块的保护。

在一些实施方式中，所述吸收模块，包括：压敏电阻模块；所述开关模块，包括：继电器模块；其中，在所述变压器模块的二次绕组的输出侧，所述变压器模块的二次绕组的同名端，经所述压敏电阻和所述继电器模块的常开触点后，与所述变压器模块的二次绕组的异名端相连；所述变压器模块的二次绕组的同名端，还连接至所述输出整流二极管模块的阳极；所述输出整流二极管模块的阴极，连接至所述反激式开关电源的直流电压输出端的第一连接端子；所述变压器模块的二次绕组的异名端，还连接至所述反激式开关电源的直流电压输出端的第二连接端子；所述反激式开关电源的直流电压输出端的第二连接端子接地。

在一些实施方式中，还包括：输出滤波模块；其中，所述输出滤波模块，设置在所述输出整流二极管模块的阴极与所述反激式开关电源的直流电压输出端的第二连接端子之间，用于对所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压经整流之后再进行滤波之后再输出。

在一些实施方式中，还包括：输入滤波模块；其中，所述输入滤波模块，位于所述直流输入电压的输入端子与所述变压器模块的一次绕组的输入侧之间，且设置在所述直流输入电压的输入端子与地之间，用于对所述直流输入电压进行滤波之后，再输入至所述变压器模块的一次绕组的输入侧。

在一些实施方式中，还包括：采样模块、稳压模块、光耦模块、开关电源芯片和钳位保护模块；其中，所述采样模块，设置在所述反激式开关电源的输出端，用于采样所述反激式开关电源的输出直流电压；所述稳压模块，设置在所述采样模块与所述光耦模块之间，用于基于采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压进行分压，提取分压电压；并基于提取到的所述分压电压设置所述光耦模块的基准电压，以确定所述光耦模块中二极管的正向压降；所述光耦模块，设置在所述稳压模块的输出侧，且分别连接至所述开关电源芯片、以及所述变压器模块的一次绕组的输入侧，用于向所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流；所述开关电源芯片，设置在所述光耦模块与所述钳位保护模块之间，用于在采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压大于所述光耦模块中二极管的正向压降与所述采样模块上的压降之和时，所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流随着所述光耦模块中三极管发射极的电流升高的情况下，使所述开关电源芯片中MOS管的占空比下降，以使所述反激式开关电源的输出直流电压下降，实现对所述反激式开关电源的输出直流电压的钳位保护。

在一些实施方式中，还包括：采样模块、稳压模块、光耦模块、开关电源芯片和钳位保护模块；其中，所述采样模块，设置在所述反激式开关电源的输出端，用于采样所述反激式开关电源的输出直流电压；所述稳压模块，设置在所述采样模块与所述光耦模块之间，用于基于采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压进行分压，提取分压电压；并基于提取到的所述分压电压设置所述光耦模块的基准电压，以确定所述光耦模块中二极管的正向压降；所述光耦模块，设置在所述稳压模块的输出侧，且分别连接至所述开关电源芯片、以及所述变压器模块的一次绕组的输入侧，用于向所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流；所述开关电源芯片，设置在所述光耦模块与所述钳位保护模块之间，用于在采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压大于所述光耦模块中二极管的正向压降与所述采样模块上的压降之和时，所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流随着所述光耦模块中三极管发射极的电流升高的情况下，使所述开关电源芯片中MOS管的占空比下降，以使所述反激式开关电源的输出直流电压下降，实现对所述反激式开关电源的输出直流电压的钳位保护。

与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种电动汽车，包括：以上所述的反激式开关电源的保护装置。

与上述电动汽车相匹配，本发明再一方面提供一种电动汽车的反激式开关电源的保护方法中，包括：检测所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压；在接收到所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压的情况下，若确定所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压不在设定电压范围内，则认为所述反激式开关电源的母线直流电压出现波动电压或浪涌电压，发出控制信号，以控制所述开关模块闭合；在接收到所述控制信号的情况下，使所述开关模块自身闭合，以接通所述吸收支路，使所述吸收模块吸收所述吸收波动电压或所述浪涌电压，实现对所述输出整流二极管模块的保护。

在一些实施方式中，还包括：采样所述反激式开关电源的输出直流电压；基于采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压进行分压，提取分压电压；并基于提取到的所述分压电压设置所述光耦模块的基准电压，以确定所述光耦模块中二极管的正向压降；通过所述光耦模块，向所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流；在采样所述反激式开关电源的输出直流电压大于所述光耦模块中二极管的正向压降与所述采样模块上的压降之和时，所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流随着所述光耦模块中三极管发射极的电流升高的情况下，使所述开关电源芯片中MOS管的占空比下降，以使所述反激式开关电源的输出直流电压下降，实现对所述反激式开关电源的输出直流电压的钳位保护。

由此，本发明的方案，通过在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧、且输出整流二极管的前端，设置吸收支路和电压检测模块，该吸收支路与输出整流二极管并联；该吸收支路中，设置有吸收模块(如压敏电阻RV)和开关模块(如继电器K1)，该开关模块默认处于断开状态；在反激式开关电源工作的情况下，通过电压检测模块检测高频变压器的二次绕组输出侧的电压，通过主芯片MCU判断该电压是否在设定电压范围内：若不是，则认为电压检测模块检测到的电压是浪涌电压，主芯片MCU控制该开关模块闭合，以使得吸收模块对波动电压或浪涌电压进行吸收，实现对输出整流二极管的保护；从而，通过在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧设置吸收支路和电压检测模块，在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧检测到波动电压或浪涌电压时利用吸收支路对波动电压或浪涌电压进行吸收，以提前保护输出整流二极管避免击穿，提高了对反激式开关电源保护的及时性和可靠性。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明的反激式开关电源的保护装置的一实施例的结构示意图；

图2为反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路的一实施例的结构示意图；

图3为反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路的另一实施例的结构示意图；

图4为本发明的反激式开关电源的保护方法的一实施例的流程示意图；

图5为本发明的方法中对所述反激式开关电源的输出直流电压进行钳位保护的一实施例的流程示意图；

图6为实验数据表的示意图；

图7为不良品二极管晶圆示意图；

图8为三极管控制的继电器电路的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

考虑到，生活电器内部控制器的反激式开关电源的输入电压为高压直流电时，在恶劣工况中或者在上电瞬间母线直流电压可能会出现瞬间的波动或者高浪涌电压冲击，会导致反激式开关电源输出侧的整流二级管击穿短路，导致控制器板损毁失效。相关方案，通过在反激式开关电源的电源输入前端加防护器件进行保护，但是这种防护往往只能在电源最前端起到一定保护效果，对反激式开关电源中高频变压器后端输出整流二极管在高的浪涌情况下无法保护。

所以，本发明的方案提出一种反激式开关电源的保护装置，具体是一种电动汽车反激式开关电源输出整流二极管的防击穿电路，通过调整反激式开关电源的电路结构，在反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管的前端并联吸收支路，该吸收支路上设置有压敏电阻RV和继电器K1；在反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管的前端连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的电压为异常浪涌电压后发出驱动继电器K1吸合指令，将正常状态下断开的压敏电阻RV并接在电路中，即将压敏电阻RV并接在输出整流二极管的前端，以通过压敏电阻RV对异常浪涌电压进行泄压，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性和降低电路功耗。

根据本发明的实施例，提供了一种反激式开关电源的保护装置。参见图1所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。所述反激式开关电源，包括：变压器模块和输出整流二极管模块，变压器模块如高频变压器T1，输出整流二极管模块如输出整流二极管D2；所述反激式开关电源的保护装置，包括：吸收支路、电压检测模块和控制模块，控制模块如主芯片MCU；所述吸收支路，包括：吸收模块和开关模块，吸收模块如压敏电阻RV，开关模块如继电器K1。

其中，直流输入电压，输入至所述变压器模块的一次绕组；所述变压器模块的二次绕组的输出侧，经所述输出整流二极管模块后输出直流电压；所述吸收支路，设置在所述变压器模块的二次绕组的输出侧，与所述输出整流二极管模块并联，且位于所述输出整流二极管模块的前端；所述开关模块，默认处于断开的状态。

所述电压检测模块，设置在所述变压器模块的二次绕组的输出侧，且位于所述输出整流二极管模块的前端，用于检测所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压。

所述控制模块，用于在接收到所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压的情况下，若确定所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压不在设定电压范围内，则认为所述反激式开关电源的母线直流电压出现波动电压或浪涌电压，发出控制信号，以控制所述开关模块闭合。

所述开关模块，用于在接收到所述控制信号的情况下，使所述开关模块自身闭合，以接通所述吸收支路，使所述吸收模块吸收所述吸收波动电压或所述浪涌电压，实现对所述输出整流二极管模块的保护。

本发明的方案，针对电动汽车高压直流电场合下供电的反激式开关电源，当输入的高压直流电出现电压波动或者浪涌电压冲击时对反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管造成击穿的问题，提供的一种反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路，通过调整反激式开关电源的电路结构，在反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管的前端并联吸收支路，该吸收支路上设置有压敏电阻RV和继电器K1；在反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管的前端连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的电压为异常浪涌电压后发出驱动继电器K1吸合指令，以：当检测到异常浪涌电压时，将正常状态下断开的压敏电阻RV并接在电路中，即将压敏电阻RV并接在输出整流二极管的前端，以通过压敏电阻RV对异常浪涌电压进行泄压，防止异常高的浪涌电压冲击导致反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管击穿失效，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性和降低电路功耗，提高了反激式开关电源工作时的可靠性和稳定性，解决了反激式开关电源输出整流二极管击穿导致反激式开关电源失效、控制器损毁的问题，从根本上减少了产品存在的售后安全隐患和产品质量问题。

在一些实施方式中，所述吸收模块，包括：压敏电阻模块，如压敏电阻RV；所述开关模块，包括：继电器模块，如继电器K1。

其中，在所述变压器模块的二次绕组的输出侧，所述变压器模块的二次绕组的同名端，经所述压敏电阻和所述继电器模块的常开触点后，与所述变压器模块的二次绕组的异名端相连。

所述变压器模块的二次绕组的同名端，还连接至所述输出整流二极管模块的阳极；所述输出整流二极管模块的阴极，连接至所述反激式开关电源的直流电压输出端的第一连接端子；所述变压器模块的二次绕组的异名端，还连接至所述反激式开关电源的直流电压输出端的第二连接端子；所述反激式开关电源的直流电压输出端的第二连接端子接地。

图2为反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路的一实施例的结构示意图。参见图2所示的例子，电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)用来检测异常的浪涌电压；继电器电路通过主芯片MCU检测到电压检测模块的信号后控制压敏电阻RV是否接入到电路，从而实现压敏电阻RV对输出整流二极管的保护。

本发明的方案，是通过调整反激式开关电源的电路结构，在输出整流二极管连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，主芯片通过检测电压检测模块转换的电压后发出驱动继电器吸合指令，当检测异常浪涌电压时，将正常状态下断开的压敏电阻并接在电路中，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，主要集中在高频变压器的次级侧，也就是对输出整流二极管进行保护。其中，若没有提前保护则会出现不同的浪涌电压输入，整流二极管的电压迅速上升，其中，若二极管上的反向电压一超过额定电压，其中，若二极管会过压击穿短路失效；有提前保护的作用或好处：可以检测并吸收可能损坏其中，若二极管的浪涌电压，能保护其中，若二极管正常工作从而避免过压击穿风险，保护开关电源正常运转，主板正常工作，机组正常运行。

图6为实验数据表的示意图，图7为不良品二极管晶圆示意图实验数据参见下截图；对本发明的方案的实验数据，可以参见图6和图7所示的例子。参见图6所示的数据表，在4kV、1.5/50μs的浪涌电压输入的情况下，整流二极管的反向电压已超过200V的额定电压，有被击穿而短路的可能。将实验过程中的试验电压加到5kV以上，整流二极管出现击穿而短路的情况，对试验的不良品重新进行开封检查，结果发现在整流二极管的晶圆的边沿上发现了击穿点，具体可以参见图7所示的例子。参见图7所示的例子，浪涌试验复现的整流二极管不良品内部晶圆损伤的位置，与售后不良品完全一致，证实了整流二极管确实是因为输入过高电压而导致损坏的。

在一些实施方式中，本发明的方案中所述的反激式开关电源的保护装置，还包括：输出滤波模块，如电容C6。其中，所述输出滤波模块，设置在所述输出整流二极管模块的阴极与所述反激式开关电源的直流电压输出端的第二连接端子之间，用于对所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压经整流之后再进行滤波之后再输出。

在一些实施方式中，本发明的方案中所述的反激式开关电源的保护装置，还包括：输入滤波模块，如电容C1、电容C2、电容C3和C4构成的输入滤波电容组。其中，所述输入滤波模块，位于所述直流输入电压的输入端子与所述变压器模块的一次绕组的输入侧之间，且设置在所述直流输入电压的输入端子与地之间，用于对所述直流输入电压进行滤波之后，再输入至所述变压器模块的一次绕组的输入侧。

在一些实施方式中，在所述反激式开关电源的保护装置还包括输入滤波模块的情况下，所述反激式开关电源的保护装置，还包括：采样模块、稳压模块、光耦模块、开关电源芯片和钳位保护模块，采样模块如电阻R2，稳压模块如精准稳压源U3，光耦模块如光耦芯片U2和电阻R2，开关电源芯片如内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1，钳位保护模块如由电阻R1、电容C5和二极管D1构成的漏极钳位保护电路。

其中，所述采样模块，设置在所述反激式开关电源的输出端，用于采样所述反激式开关电源的输出直流电压。

所述稳压模块，设置在所述采样模块与所述光耦模块之间，用于基于采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压进行分压，提取分压电压；并基于提取到的所述分压电压设置所述光耦模块的基准电压，以确定所述光耦模块中二极管的正向压降。

所述光耦模块，设置在所述稳压模块的输出侧，且分别连接至所述开关电源芯片、以及所述变压器模块的一次绕组的输入侧(具体是连接至所述变压器模块的一次绕组的同名端)，用于向所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流。

所述开关电源芯片，设置在所述光耦模块与所述钳位保护模块之间，用于在采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压大于所述光耦模块中二极管的正向压降与所述采样模块上的压降之和时，所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流随着所述光耦模块中三极管发射极的电流升高的情况下，使所述开关电源芯片中MOS管的占空比下降，以使所述反激式开关电源的输出直流电压下降，实现对所述反激式开关电源的输出直流电压的钳位保护。

在一些实施方式中，在所述反激式开关电源的保护装置还包括输出滤波模块但未包括输入滤波模块的情况下，所述反激式开关电源的保护装置，还包括：采样模块、稳压模块、光耦模块、开关电源芯片和钳位保护模块，采样模块如电阻R2，稳压模块如精准稳压源U3，光耦模块如光耦芯片U2和电阻R2，开关电源芯片如内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1，钳位保护模块如由电阻R1、电容C5和二极管D1构成的漏极钳位保护电路。

其中，所述采样模块，设置在所述反激式开关电源的输出端，用于采样所述反激式开关电源的输出直流电压。

所述稳压模块，设置在所述采样模块与所述光耦模块之间，用于基于采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压进行分压，提取分压电压；并基于提取到的所述分压电压设置所述光耦模块的基准电压，以确定所述光耦模块中二极管的正向压降。

所述光耦模块，设置在所述稳压模块的输出侧，且分别连接至所述开关电源芯片、以及所述变压器模块的一次绕组的输入侧(具体是连接至所述变压器模块的一次绕组的同名端)，用于向所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流。

所述开关电源芯片，设置在所述光耦模块与所述钳位保护模块之间，用于在采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压大于所述光耦模块中二极管的正向压降与所述采样模块上的压降之和时，所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流随着所述光耦模块中三极管发射极的电流升高的情况下，使所述开关电源芯片中MOS管的占空比下降，以使所述反激式开关电源的输出直流电压下降，实现对所述反激式开关电源的输出直流电压的钳位保护。

具体地，如图2所示的反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路，包括：直流滤波电路、漏极钳位保护电路、高频变压器、偏置电路、光耦反馈电路、内置MOS开关电源芯片、主芯片MCU、电压检测模块、输出整流滤波电路、输出取样电路、三极管控制的继电器电路、以及压敏电阻RV。其中，三极管控制的继电器电路，具体可以参见图8所示的例子，图8所示的三极管控制的继电器电路，一端接到整流二极管D2的前端，另一端接地；在图8所示的例子中，三极管Q1在MCU的控制下，控制继电器K1。

其中，高压直流输入电压Ui，经直流滤波电路、漏极钳位保护电路、高频变压器和输出整流滤波电路后，输出直流输出电压U0。输出取样电路自输出整流滤波电路处采样输出电压后，经光耦反馈电路、内置MOS开关电源芯片后输出控制信号至漏极钳位保护电路。偏置电路设置在高频变压器与光耦反馈电路之间。电压检测模块，自高频变压器的输出侧采样高频变压器的副边电压后，经电压检测模块、主芯片MCU、三极管控制的继电器电路和压敏电阻RV后，反馈至输出整流滤波电路。

图3为反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路的另一实施例的结构示意图，具体是一种电动汽车反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路的一实施例的结构示意图。如图3所示的反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路，包括：电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、电容C5、电容C6、电容C7、电容C8，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5，高频变压器T1，二极管D1、二极管D2，压敏电阻RV，继电器K1，内部集成高压MOS管的开关电源芯片，光耦芯片U2，精准稳压源U3。

其中，高压直流输入电压Ui，为576V的直流电压。高压直流输入电压Ui，经并联的电容C1、电容C2、电容C3和电容C4后接地。高压直流输入电压Ui，经电阻R1后连接至二极管D1的阴极；二极管D1的阳极与内部集成高压MOS管的开关电源芯片的输出端相连。高压直流输入电压Ui，经电容C5后连接至二极管D1的阳极。高压直流输入电压Ui，还连接至高频变压器T1的原边绕组的异名端。高频变压器T1的原边绕组的同名端，连接至光耦芯片U2中晶体管侧的集电极。光耦芯片U2中晶体管侧的发射极连接至内部集成高压MOS管的开关电源芯片的输入端。内部集成高压MOS管的开关电源芯片中，包含MOS管和电源芯片IC。

高频变压器T1的副边绕组的同名端，经压敏电阻RV和继电器K1的常开触点后接地。高频变压器T1的副边绕组的同名端，还连接至电压检测模块的输入端。高频变压器T1的副边绕组的同名端，还连接至二极管D2的阳极；二极管D2的阴极，经电容C6后接地；二极管D2的阴极，还连接至输出电压U0的连接端子。输出电压U0的连接端子能够输出+24V的直流电压。

输出电压U0的连接端子，经电阻R2后连接至光耦芯片U2中二极管侧的阳极。输出电压U0的连接端子，经电阻R5和电阻R3后接地。电阻R5和电阻R3的公共端，连接至精准稳压源U3的第一连接端。电阻R5和电阻R3的公共端，还经电容C8和电阻R4后连接至精准稳压源U3的第二连接端。精准稳压源U3的第二连接端，连接至光耦芯片U2中二极管侧的阴极；精准稳压源U3的第二连接端，还经电容C7后接地。

参见图2和图3所示的例子，高压直流输入电压Ui的直流滤波电路，包括输入滤波电容组，即电容C1、电容C2、电容C3和C4。内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1，电源芯片IC内含振荡器、基准电压源、误差放大器和PWM比较器。漏极钳位保护电路由电阻R1、电容C5和二极管D1构成。输出整流滤波电路由二极管D2和电容C6，二极管D2为输出整流二极管。浪涌防护压敏电阻RV为浪涌防护模块。

光耦合电路包括光耦芯片U2和电阻R2，其中，电阻R2用于设定控制环路的增益。偏置电路即偏置稳压电路，由精准稳压源U3、电容C7、电容C8、电阻R4构成，给光耦芯片U2中的光敏三极管提供偏压。精准稳压源U3的输出电压是经电阻R3和电阻R5分压得到的。精准稳压源U3可以选用可控精密分压源TL431。单路输出电压U0为直流+24V。

参见图2和图3所示的例子，当直流电压450V-直流电压750V的高压直流电经过输入滤波电容滤波后接到高频变压器T1的一次绕组(即高频变压器T1的原边绕组)的一端，高频变压器T1的一次绕组(即高频变压器T1的原边绕组)的另外一端接到内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的漏极D。漏极钳位保护电路由瞬态电压抑制电路即电阻R1、电容C5和二极管D1组成，用来吸收当内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管关断时高频变压器T1的漏感产生的尖峰电压并将其限制在安全范围内，对内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的漏极起到保护作用，高频变压器T1的二次绕组(即高频变压器T1的副边绕组)的输出电压经过二极管D2(具体可以是肖基特二极管)进行整流，整流后经过滤波电容即电容C6进行滤波处理，输出直流电压U0为+24V的直流电压。

当输出电压U0波动时，通过分压电阻即电阻R3和电阻R5分压出+2.5V的电压，与光耦芯片U2内部基准的+2.499V进行对比，调节内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的占空比，设光耦芯片U2中二极管如发光二极管LED的正向压降为Uf，电阻R2两端的压降为Ur2，则电动汽车反激式开关电源的输出电压U0＝发光二极管LED的正向压降Uf+电阻R2两端的压降Ur2。当某种原因使得输出电压U0升高，即输出电压U0＞发光二极管LED的正向压降Uf+电阻R2两端的压降Ur2时，所产生的误差电压Urr＝输出电压U0-(发光二极管LED的正向压降Uf+电阻R2两端的压降Ur2)使得光耦芯片U2中发光二极管LED上的电流升高，经过光耦芯片U2中的晶体管如光敏三极管发射极的电流升高，从而使得内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1的控制端电流升高，内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的占空比下降，导致输出电压U0下降，实现输出电压U0的精细调节，反之也一样。

但是，由于大巴电动车的实际外部运行环境恶劣，当大巴电动车整车上输入的高压直流电出现电压波动或者异常的浪涌电压冲击时，相当于此时的输出U0会很大，由于一般电路在输出整流二极管前端均没有防护，这样使得输出电压U0超过了输出整流二极管的耐压有效值，造成输出整流二极管如二极管D2过电压击穿，不及时切断电源会导致输出整流二极管如二极管D2炸裂，反激式开关电源外围炸毁现象的发生，同时从实际击穿来看是过电压击穿。所以，通过调整开关电源电路结构，在输出整流二极管如二极管D2前端连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，正常情况下，主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的低压电压Ua，主芯片MCU识别到该电压值(即低压电压Ua)在正常设定范围内时，不发出驱动继电器K1的指令，继电器K1不工作断开，并联在二极管前端的压敏电阻RV没有接入到电路中，反激式开关电源正常工作，电路功耗低；当主芯片MCU通过电压检测模块检测到高的浪涌电压时，此时主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的低压电压Ub，识别到低压电压Ub的值不在正常设定范围内，主芯片MCU发出驱动继电器K1吸合指令，将正常状态下断开的压敏电阻RV并接在反激式开关电源的电路中，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管如二极管D2避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性。

在输出整流二极管如二极管D2前端并联耐浪涌等级高的压敏电阻RV，当异常浪涌电压通过高频变压器T1耦合到高频变压器T1的二次侧绕组时，压敏电阻RV及时进行吸收，当反激式开关电源的电路在正常使用时，压敏电阻RV的阻抗很高，漏电流很小，可视为开路，对反激式开关电源的电路几乎没有影响。但当一很高的浪涌电压到来时，压敏电阻RV的电阻值瞬间下降，如压敏电阻RV的电阻值可以从MΩ(兆欧)级变到mΩ(毫欧)级，使压敏电阻RV可以流过很大的电流，同时将过电压箝位在一定数值，从而保护了输出整流二极管如二极管D2，使得反激式开关电源正常运行。

可见，通过调整开关电源电路结构在输出整流二极管前端连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，正常情况下，主芯片通过检测电压检测模块转换的低压电压Ua，主芯片MCU识别到该电压值(即低压电压Ua)在正常设定范围内时，不发出驱动继电器K1指令，继电器K1不工作断开，并联在二极管前端的压敏电阻RV没有接入到反激式开关电源的电路中，反激式开关电源正常工作，反激式开关电源的电路功耗低；当主芯片MCU通过电压检测模块检测到高的浪涌电压时，此时主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的低压电压Ub，识别到低压电压Ub的值不在正常设定范围内，主芯片MCU发出驱动继电器K1吸合指令，将正常状态下断开的压敏电阻RV并接在反激式开关电源的电路中，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管如二极管D2避免击穿。

本发明的方案，通过调整反激式开关电源的电路结构，在输出整流二极管前端并联一个压敏电阻，当高的直流浪涌电压冲击时通过该压敏电阻对稿的直流浪涌电压进行泄压，能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性，从根本上减少了产品存在的售后安全隐患和产品质量问题。从而，从实际的某产品反激式开关电源测试过程中发现输出整流二极管击穿，通过调整电子器件避免安全隐患和开关电源失效，为控制器产品的开发设计提供了一种新的思路方法，弥补了反激式开关电源防护电路的不足和缺陷。

采用本发明的技术方案，通过在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧、且输出整流二极管的前端，设置吸收支路和电压检测模块，该吸收支路与输出整流二极管并联；该吸收支路中，设置有吸收模块(如压敏电阻RV)和开关模块(如继电器K1)，该开关模块默认处于断开状态；在反激式开关电源工作的情况下，通过电压检测模块检测高频变压器的二次绕组输出侧的电压，通过主芯片MCU判断该电压是否在设定电压范围内：若不是，则认为电压检测模块检测到的电压是浪涌电压，主芯片MCU控制该开关模块闭合，以使得吸收模块对波动电压或浪涌电压进行吸收，实现对输出整流二极管的保护；从而，通过在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧设置吸收支路和电压检测模块，在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧检测到波动电压或浪涌电压时利用吸收支路对波动电压或浪涌电压进行吸收，以提前保护输出整流二极管避免击穿，提高了对反激式开关电源保护的及时性和可靠性。

根据本发明的实施例，还提供了对应于反激式开关电源的保护装置的一种电动汽车。该电动汽车可以包括：以上所述的反激式开关电源的保护装置。

由于本实施例的电动汽车所实现的处理及功能基本相应于装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

采用本发明的技术方案，通过在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧、且输出整流二极管的前端，设置吸收支路和电压检测模块，该吸收支路与输出整流二极管并联；该吸收支路中，设置有吸收模块(如压敏电阻RV)和开关模块(如继电器K1)，该开关模块默认处于断开状态；在反激式开关电源工作的情况下，通过电压检测模块检测高频变压器的二次绕组输出侧的电压，通过主芯片MCU判断该电压是否在设定电压范围内：若不是，则认为电压检测模块检测到的电压是浪涌电压，主芯片MCU控制该开关模块闭合，以使得吸收模块对波动电压或浪涌电压进行吸收，实现对输出整流二极管的保护；能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性。

根据本发明的实施例，还提供了对应于电动汽车的一种电动汽车的反激式开关电源的保护方法，如图4所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。该电动汽车的反激式开关电源的保护方法可以包括：步骤S110至步骤S130。

步骤S110，检测所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压。

步骤S120，在接收到所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压的情况下，若确定所述变压器模块的二次绕组的输出侧的电压不在设定电压范围内，则认为所述反激式开关电源的母线直流电压出现波动电压或浪涌电压，发出控制信号，以控制所述开关模块闭合。

步骤S130，在接收到所述控制信号的情况下，使所述开关模块自身闭合，以接通所述吸收支路，使所述吸收模块吸收所述吸收波动电压或所述浪涌电压，实现对所述输出整流二极管模块的保护。

本发明的方案，针对电动汽车高压直流电场合下供电的反激式开关电源，当输入的高压直流电出现电压波动或者浪涌电压冲击时对反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管造成击穿的问题，提供的一种反激式开关电源输出整流二极管防击穿电路，通过调整反激式开关电源的电路结构，在反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管的前端并联吸收支路，该吸收支路上设置有压敏电阻RV和继电器K1；在反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管的前端连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的电压为异常浪涌电压后发出驱动继电器K1吸合指令，以：当检测到异常浪涌电压时，将正常状态下断开的压敏电阻RV并接在电路中，即将压敏电阻RV并接在输出整流二极管的前端，以通过压敏电阻RV对异常浪涌电压进行泄压，防止异常高的浪涌电压冲击导致反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管击穿失效，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性和降低电路功耗，提高了反激式开关电源工作时的可靠性和稳定性，解决了反激式开关电源输出整流二极管击穿导致反激式开关电源失效、控制器损毁的问题，从根本上减少了产品存在的售后安全隐患和产品质量问题。

在一些实施方式中，本发明的方案所述的电动汽车的反激式开关电源的保护方法，还包括：对所述反激式开关电源的输出直流电压进行钳位保护的过程。

下面结合图5所示本发明的方法中对所述反激式开关电源的输出直流电压进行钳位保护的一实施例流程示意图，进一步说明对所述反激式开关电源的输出直流电压进行钳位保护的具体过程，包括：步骤S210至步骤S240。

步骤S210，采样所述反激式开关电源的输出直流电压。

步骤S210，基于采样到的所述反激式开关电源的输出直流电压进行分压，提取分压电压；并基于提取到的所述分压电压设置所述光耦模块的基准电压，以确定所述光耦模块中二极管的正向压降。

步骤S230，通过所述光耦模块，向所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流。

步骤S240，在采样所述反激式开关电源的输出直流电压大于所述光耦模块中二极管的正向压降与所述采样模块上的压降之和时，所述开关电源芯片中MOS管的控制端提供控制电流随着所述光耦模块中三极管发射极的电流升高的情况下，使所述开关电源芯片中MOS管的占空比下降，以使所述反激式开关电源的输出直流电压下降，实现对所述反激式开关电源的输出直流电压的钳位保护。

具体地，参见图2和图3所示的例子，当直流电压450V-直流电压750V的高压直流电经过输入滤波电容滤波后接到高频变压器T1的一次绕组(即高频变压器T1的原边绕组)的一端，高频变压器T1的一次绕组(即高频变压器T1的原边绕组)的另外一端接到内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的漏极D。漏极钳位保护电路由瞬态电压抑制电路即电阻R1、电容C5和二极管D1组成，用来吸收当内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管关断时高频变压器T1的漏感产生的尖峰电压并将其限制在安全范围内，对内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的漏极起到保护作用，高频变压器T1的二次绕组(即高频变压器T1的副边绕组)的输出电压经过二极管D2(具体可以是肖基特二极管)进行整流，整流后经过滤波电容即电容C6进行滤波处理，输出直流电压U0为+24V的直流电压。

当输出电压U0波动时，通过分压电阻即电阻R3和电阻R5分压出+2.5V的电压，与光耦芯片U2内部基准的+2.499V进行对比，调节内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的占空比，设光耦芯片U2中二极管如发光二极管LED的正向压降为Uf，电阻R2两端的压降为Ur2，则电动汽车反激式开关电源的输出电压U0＝发光二极管LED的正向压降Uf+电阻R2两端的压降Ur2。当某种原因使得输出电压U0升高，即输出电压U0＞发光二极管LED的正向压降Uf+电阻R2两端的压降Ur2时，所产生的误差电压Urr＝输出电压U0-(发光二极管LED的正向压降Uf+电阻R2两端的压降Ur2)使得光耦芯片U2中发光二极管LED上的电流升高，经过光耦芯片U2中的晶体管如光敏三极管发射极的电流升高，从而使得内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1的控制端电流升高，内部集成高压MOS管的开关电源芯片U1中MOS管的占空比下降，导致输出电压U0下降，实现输出电压U0的精细调节，反之也一样。

但是，由于大巴电动车的实际外部运行环境恶劣，当大巴电动车整车上输入的高压直流电出现电压波动或者异常的浪涌电压冲击时，相当于此时的输出U0会很大，由于一般电路在输出整流二极管前端均没有防护，这样使得输出电压U0超过了输出整流二极管的耐压有效值，造成输出整流二极管如二极管D2过电压击穿，不及时切断电源会导致输出整流二极管如二极管D2炸裂，反激式开关电源外围炸毁现象的发生，同时从实际击穿来看是过电压击穿。所以，通过调整开关电源电路结构，在输出整流二极管如二极管D2前端连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，正常情况下，主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的低压电压Ua，主芯片MCU识别到该电压值(即低压电压Ua)在正常设定范围内时，不发出驱动继电器K1的指令，继电器K1不工作断开，并联在二极管前端的压敏电阻RV没有接入到电路中，反激式开关电源正常工作，电路功耗低；当主芯片MCU通过电压检测模块检测到高的浪涌电压时，此时主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的低压电压Ub，识别到低压电压Ub的值不在正常设定范围内，主芯片MCU发出驱动继电器K1吸合指令，将正常状态下断开的压敏电阻RV并接在反激式开关电源的电路中，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管如二极管D2避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性。

在输出整流二极管如二极管D2前端并联耐浪涌等级高的压敏电阻RV，当异常浪涌电压通过高频变压器T1耦合到高频变压器T1的二次侧绕组时，压敏电阻RV及时进行吸收，当反激式开关电源的电路在正常使用时，压敏电阻RV的阻抗很高，漏电流很小，可视为开路，对反激式开关电源的电路几乎没有影响。但当一很高的浪涌电压到来时，压敏电阻RV的电阻值瞬间下降，如压敏电阻RV的电阻值可以从MΩ(兆欧)级变到mΩ(毫欧)级，使压敏电阻RV可以流过很大的电流，同时将过电压箝位在一定数值，从而保护了输出整流二极管如二极管D2，使得反激式开关电源正常运行。

可见，通过调整开关电源电路结构在输出整流二极管前端连接电压检测模块(如浪涌检测模块、浪涌检测电路模块等)，正常情况下，主芯片通过检测电压检测模块转换的低压电压Ua，主芯片MCU识别到该电压值(即低压电压Ua)在正常设定范围内时，不发出驱动继电器K1指令，继电器K1不工作断开，并联在二极管前端的压敏电阻RV没有接入到反激式开关电源的电路中，反激式开关电源正常工作，反激式开关电源的电路功耗低；当主芯片MCU通过电压检测模块检测到高的浪涌电压时，此时主芯片MCU通过检测电压检测模块转换的低压电压Ub，识别到低压电压Ub的值不在正常设定范围内，主芯片MCU发出驱动继电器K1吸合指令，将正常状态下断开的压敏电阻RV并接在反激式开关电源的电路中，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管如二极管D2避免击穿。

本发明的方案，通过调整反激式开关电源的电路结构，在输出整流二极管前端并联一个压敏电阻，当高的直流浪涌电压冲击时通过该压敏电阻对稿的直流浪涌电压进行泄压，能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性，从根本上减少了产品存在的售后安全隐患和产品质量问题。从而，从实际的某产品反激式开关电源测试过程中发现输出整流二极管击穿，通过调整电子器件避免安全隐患和开关电源失效，为控制器产品的开发设计提供了一种新的思路方法，弥补了反激式开关电源防护电路的不足和缺陷。

由于本实施例的方法所实现的处理及功能基本相应于前述电动汽车的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

采用本实施例的技术方案，通过在反激式开关电源中高频变压器的二次绕组输出侧、且输出整流二极管的前端，设置吸收支路和电压检测模块，该吸收支路与输出整流二极管并联；该吸收支路中，设置有吸收模块(如压敏电阻RV)和开关模块(如继电器K1)，该开关模块默认处于断开状态；在反激式开关电源工作的情况下，通过电压检测模块检测高频变压器的二次绕组输出侧的电压，通过主芯片MCU判断该电压是否在设定电压范围内：若不是，则认为电压检测模块检测到的电压是浪涌电压，主芯片MCU控制该开关模块闭合，以使得吸收模块对波动电压或浪涌电压进行吸收，实现对输出整流二极管的保护；这样，通过将压敏电阻RV并接在输出整流二极管的前端，以通过压敏电阻RV对异常浪涌电压进行泄压，防止异常高的浪涌电压冲击导致反激式开关电源中高频变压器后侧的输出整流二极管击穿失效，实现当高的直流浪涌电压冲击时能提前保护使得输出整流二极管避免击穿，不会出现反激式开关电源失效的问题，提高了反激式开关电源的可靠性和降低电路功耗，提高了反激式开关电源工作时的可靠性和稳定性。

综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。