一种反激变换器的控制方法及保护电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种反激变换器的控制方法及保护电路。

背景技术

反激变换器包括变压器，在变压器的原边绕组与输入电源断开连接的期间向变压器的副边绕组传输电能。反激变换器的电路结构简单，成本低廉，具有宽输入电压范围，因此已经广泛地应用于各种电子设备中。

在一些反激变换器的应用场合，反激变换器采用非对称板桥拓扑，或者还包含有源钳位电路。在非对称半桥拓扑的反激变换器中，在变压器的原边侧，反激变换器不仅包括连接在输入端和变压器的原边绕组之间的主开关管，而且包括连接在主开关管和参考地之间的辅助开关管。在采用有源钳位电路的反激变换器中，在变压器的原边侧，反激变换器不仅包括连接在变压器的原边绕组和参考地之间的主开关管，而且包括与变压器的原边绕组并联连接的辅助开关管和电容。在上述两种类型的反激变换器中，还包括与辅助开关管一起组成谐振回路的电感和电容。

在一些情况下，主开关管和辅助开关管都关断时，电容上的电压会存在一定的电压大小，当辅助开关管再次导通时，则电容电压与原边绕组的电压有一个压差，此时，电容和电感发生谐振，产生一个谐振电流，且谐振电流的大小跟电容的电压大小正相关，当电容上的电压过大时，谐振电流可能超过辅助开关管的安全工作电流，造成辅助开关管的失效。

发明内容

为了解决现有技术中在反激变换器重启时因电容电压过大而产生较大的谐振电流损坏辅助开关管的技术问题，本发明提出了一种反激变换器的控制方法及保护电路，所述反激变换器包括变压器、位于所述变压器的原边侧且连接所述反激变换器的输入端和参考地之间的第一开关管和第二开关管、以及在所述第二开关管的导通状态下形成谐振回路的第一电容和第一电感，所述控制方法包括：

提供所述第一电容的放电路径，所述放电路径与所述谐振回路中的至少一个节点连接；

在所述反激变换器停止工作至重启之间，控制所述放电路径间歇导通以释放所述第一电容的电荷。

进一步的，还包括：控制所述放电路径间歇导通的时长逐渐增大。

优选的，控制所述放电路径间歇导通的时长逐渐增大包括：

控制所述放电路径每次导通的时间为第一预设阈值，所述第一预设阈值随着导通次数的增加而递增。

优选的，控制所述放电路径间歇导通的时长逐渐增大包括：

控制所述放电路径在每个运行阶段中间歇导通，每个所述运行阶段内所述放电路径每次导通的时间为第二预设阈值，所述第二预设阈值随着所述运行阶段的增加而递增。

优选的，控制所述放电路径间歇导通的时长逐渐增大包括：

根据所述第一电容的电压获取时长信号，其中，所述时长信号表征所述放电路径每次导通的时间，且所述时长信号表征的导通时间与所述第一电容的电压呈负相关关系。

优选的，所述放电路径包括串联的开关管和电阻，或包括开关管。

进一步的，所述放电路径包括设置在所述第二开关管的第一电流端和第二电流端之间的有源放电模块，根据流经所述第一电感的电流，控制所述有源放电模块的关断时长。

进一步的，所述放电路径包括设置在所述第二开关管的第一电流端和第二电流端之间的有源放电模块，根据流经所述第一电感的电流和所述有源放电模块的导通时长，控制所述有源放电模块的关断时长。

一种反激变换器的保护电路，所述反激变换器包括变压器、位于所述变压器的原边侧且连接在所述反激变换器的输入端和参考地之间的第一开关管和第二开关管、以及在所述第二开关管的导通状态下形成谐振回路的第一电容和第一电感，所述保护电路包括：

有源放电模块，与所述谐振回路中的至少一个节点连接，用于提供所述第一电容的放电路径；

在所述反激变换器停止工作至重启之间，所述放电路径间歇导通以释放所述第一电容的电荷。

进一步的，所述放电路径间歇导通的时长逐渐增大。

进一步的，所述保护电路还包括：

第一驱动模块，产生第一驱动信号，所述第一驱动信号控制所述放电路径间歇导通且每次导通的时间为预设阈值，所述预设阈值逐渐增大。

进一步的，所述保护电路还包括：

时长产生模块，根据所述第一电容的电压获取时长信号，所述时长信号表征所述放电路径每次导通的时间，所述时长信号表征的导通时间与所述第一电容的电压成负相关关系；

第二驱动模块，根据所述时长信号输出第二驱动信号，所述第二驱动信号控制所述放电路径导通，所述第二驱动信号控制所述放电路径导通的时间为所述时长信号表征的导通时间。

优选的，所述时长产生模块包括：

采样单元，采集所述第一电容的电压；

计时单元，根据所述第一电容的电压输出所述时长信号。

优选的，所述有源放电模块包括开关管，或包括串联的开关管与电阻。

进一步的，所述有源放电模块设置在所述第二开关管的第一电流端和第二电流端之间，根据流经所述第一电感的电流，控制所述有源放电模块的关断时长。

进一步的，所述有源放电模块设置在所述第二开关管的第一电流端和第二电流端之间，根据流经所述第一电感的电流和所述有源放电模块的导通时长，控制所述有源放电模块的关断时长。

综上所述，本发明提出的反激变换器的控制方法通过在反激变换器重启前控制放电路径间歇导通泄放第一电容存储的电荷，从而避免反激变换器重启时因第一电容的电压过大而产生较大的谐振电流使第二开关管损坏。同时，当第二开关管提供放电路径时，控制放电路径间歇导通又能避免第一电容在释放电荷的过程中因放电路径持续导通的时间过长而产生较大的谐振电流使第二开关管损坏。

附图说明

图1为非对称半桥反激变换器；

图2为有源钳位反激变换器；

图3为反激变换器工作过程中产生的波形图；

图4为放电路径间歇导通产生的第一种波形图；

图5为放电路径间歇导通产生的第二种波形图；

图6为连接在第二开关管两端的有源放电模块的结构图；

图7为连接在第一电容一端的有源放电模块的结构图；

图8为有源放电模块包括第二开关管的结构图；

图9为一实施例中保护电路的结构图；

图10为另一实施例中保护电路的结构图；

图11为时长产生模块的结构图。

具体实施方式

以下将结合附图详细说明本发明的一些优选实施例，但本发明不限于此。

如图1所示，反激变换器100为非对称半桥反激变换器。反激变换器100的主电路110包括具有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器T，位于变压器T的原边侧的开关管Q1和Q2、第一电感Lk和第一电容C1，位于变压器T的副边侧的二极管D1和输出电容Co。在变压器T的原边侧，第一开关管Q1和第二开关管Q2依次串联连接在电压输入端和原边的参考地之间。变压器T的原边绕组Np、第一电感Lk和第一电容C1串联连接在第二开关管Q2的源极和漏极之间，在第二开关管Q2的导通状态下一起形成谐振回路。变压器T的原边绕组在谐振回路中的等效电感为励磁电感Lm。在变压器T的副边侧，二极管D1与变压器T的副边绕组Ns串联连接在电压输出端和副边的参考地之间。二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端相连接，从而对与变压器T的励磁电压反相的感应电压进行整流以提供直流输出电压Vo。输出电容Co连接在电压输出端和副边的参考地之间，对直流输出电压Vo进行滤波以获得平滑的电压波形。主电路110还包括连接在第二开关管Q2的源极与参考地之间的采样电阻Rcs，用于在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2的关断期间，获得流经第一开关管Q1的电流。反激变换器100的开关控制电路120分别提供第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关控制信号Vg1和Vg2。

如图2所示，反激变换器100为有源钳位反激变换器。反激变换器100的主电路110包括具有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器T，位于变压器T的原边侧的开关管Q1和Q2、第一电感Lk和第一电容C1，位于变压器T的副边侧的二极管D1和输出电容Co。在变压器T的原边侧，第一电感Lk、变压器T的原边绕组Np和第一开关管Q1依次串联连接在电压输入端和原边的参考地之间，第一电容C1和第二开关管Q2依次串联连接在电压输入端和第一开关管Q1之间。第一电容C1和第二开关管Q2组成有源钳位电路。在第一开关管Q1关断，第二开关管Q2导通，此时，变压器T的原边绕组Np、第一电感Lk和第一电容C1形成谐振回路，变压器T的原边绕组在谐振回路中的等效电感为励磁电感Lm。在变压器T的副边侧，二极管D1与变压器T的副边绕组Ns串联连接在电压输出端和副边的参考地之间。二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端相连接，从而对与变压器T的励磁电压反相的感应电压进行整流以提供直流输出电压Vo。输出电容Co连接在电压输出端和副边的参考地之间，对直流输出电压Vo进行滤波以获得平滑的电压波形。有源钳位反激变换器还包括连接在第二开关管Q2的源极与参考地之间的采样电阻Rcs，用于在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2的关断期间，获得流经第一开关管Q1的电流。反激变换器100的开关控制电路120分别提供第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关控制信号Vg1和Vg2。

图3展示了非对称半桥反激变换器和有源钳位反激变换器的工作波形图，具体的：在时刻t0之前，反激变换器100工作于正常状态。在开关控制信号Vg1和Vg2的控制下，第一开关管Q1和第二开关管Q2例如按照预定的开关周期以互补方式导通和关断，第一开关管Q1和第二开关管Q2的节点电压为其幅值为输入电压Vin的方波信号。在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，输入电压Vin对第一电感Lk、励磁电感Lm和第一电容C1进行充电，第一电容C1两端的电压VC1升高。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，谐振回路工作，第一电感Lk、励磁电感Lm和第一电容C1以提供谐振电流的方式进行放电，第一电容C1两端的电压VC1降低，电能从变压器的原边侧传送至副边侧。在连续的开关周期中，第一电容C1两端的电压VC1基本上维持为电压V1，变压器T的原边绕组Np两端的电压N*Vo也基本上维持为电压V1。

在时刻t0至t1之间的时间段，反激变换器停止工作,第一开关管Q1和第二开关管Q2均处于关断状态。此时，输入电压Vin仍然可能施加在反激变换器的输入端上，第一开关管Q1和第二开关管Q2二者的寄生电容分担电压，其中，第二开关管Q2的寄生电容两端电压为V2。同时，输入电压Vin经由变压器T的原边绕组Np将第一电容C1充电至电压V2。第一电容C1在反激变换器停止工作的状态下可以保持电荷一段时间。

在时刻t1之后，反激变换器重启至正常状态。在重启后的第一个开关周期中，在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，输入电压Vin对第一电容C1的充电使得第一电容C1两端的电压VC1进一步升高至电压V3。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，第一电容C1和第一电感Lk组成的谐振回路工作，因而产生谐振电流iLk。在反激变换器重启时，第一电容C1已经存储有电荷，在重启的第一个开关周期中，第一电容C1两端的电压V3可能过大，谐振电流iLk的最大值也会相应增大，甚至谐振电流iLk的最大值可能超过第二开关管Q2的安全工作电流，使得第二开关管Q2损坏。

为了避免在反激变换器重启时出现谐振电流的最大值超过第二开关管Q2的安全工作电流、损坏第二开关管Q2的情况，本发明提出一种反激变换器的控制方法，该反激变换器的控制方法包括：

提供第一电容的放电路径，放电路径连接在谐振回路中；

在反激变换器停止工作至重启之前，控制放电路径间歇导通以释放第一电容存储的电荷。

由此可知，本发明提出的控制方法会在反激变换器重启之前提供第一电容的放电路径并且控制放电路径间歇导通，以释放谐振回路中存储的电荷，从而避免了反激变换器重启时谐振电流超过第二开关管的安全工作电流。

需要明确的是，放电路径可以连接在谐振回路的任意节点上，也可以和谐振回路的一个或多个节点连接。同时，这里的重启之前，指的是反激变换器停止工作到重启恢复正常工作的这段时间。如在输入电压掉电、异常发生、供电不足等情形下，反激变换器均可能因这些异常情况停止工作，在输入电压来电、或异常保护解除之后，反激变换器重启。或者，如反激变换器正常停机停止工作，待下次使用时再重启。其次，因为反激变换器停止工作到重启的这段时长是不限定的，所以可能会出现该段时间较长而该段时间内歇导通次数过少，使每次导通的时间较长，从而在间歇导通过程中产生较大的谐振电流。为了避免该种情况，需要根据的反激变换器所应用的系统的系统参数对放电路径每次导通时长的最大值进行限定，当放电路径的导通时长为最大值时产生的谐振电流不会超过第二开关管的安全电流。

进一步的，为了加快第一电容的放电速度，控制放电路径间歇导通的时长逐渐增大。因此，在反激变换器重启之前控制放电路径间歇导通，并控制放电路径间歇导通的时长逐渐增大，既能避免反激变换器重启时产生较大的谐振电流损坏第二开关管，还能加快第一电容的放电速度。

优选的，在第一实施例中，控制放电路径间歇导通，放电路径每次导通的时间为第一预设阈值，第一预设阈值随着导通次数的增加而递增。在具体的应用过程中，在放电路径中设置控制开关，控制开关用于控制放电路径的通断，令控制开关依次运行N个开关周期，每个开关周期的导通时间是预先设置的定值(第一预设阈值)，第N个开关周期中的导通时间大于第N-1个开关周期中的导通时间，所以随着开关周期的运行放电路径每次导通的时间是逐渐增大的。如图4和图5所示，在重启反激变换器之前放电路径间歇导通避免了反激变换器重启时产生的谐振电流超过第二开关管的安全工作电流的情况。

优选的，在第二实施例中，控制放电路径在每个运行阶段中间歇导通，每个运行阶段内放电路径每次导通的时间为第二预设阈值，第二预设阈值随着运行阶段的增加而递增。在具体的应用过程中，在放电路径中设置控制开关，控制开关用于控制放电路径的通断，令控制开关运行M个运行阶段，控制开关在每个运行阶段中都运行多个开关周期，且每个运行阶段中每个开关周期的导通时长是相等的，每个运行阶段中每个开关周期的导通时间是预先设置的定值(第二预设阈值)，第M个运行阶段中每个开关周期的导通时长大于第M-1个运行阶段中每个开关周期的导通时长，所以随着运行阶段的运行每个运行阶段中放电路径每次导通的时间逐渐增大。其中，第M个运行阶段中开关周期的数量等于第M-1个运行阶段中开关周期的数量；或，第M个运行阶段中开关周期的数量大于第M-1个运行阶段中开关周期的数量；或，第M个运行阶段中开关周期的数量小于第M-1个运行阶段中开关周期的数量，但是第M个运行阶段中控制开关总的导通时长大于第M-1个运行阶段中控制开关总的导通时长。如图4和图5所示，在重启反激变换器之前放电路径间歇导通避免了反激变换器重启时产生的谐振电流超过第二开关管的安全工作电流的情况。

优选的，在第三实施例中，放电路径每次导通的时间不是提前设置的预设阈值，而是根据第一电容的实际电压获取的。具体的，采集表征第一电容电压的采样电压，然后比较采样电压和参考电压从而获取时长信号，时长信号表征放电路径每次导通的时间，随着采样电压的减小获取的时长信号所表征的导通时间逐渐增大，所以放电路径每次导通的时长是逐渐增大的。具体的，在放电路径中设置控制开关，控制开关用于控制放电路径的通断，令控制开关运行S个开关周期，每个开关周期的导通时间是通过比较采样电压和参考电压获取的。在第一个开关周期运行前，采集表征第一电容电压的采样电压，比较采样电压和参考电压获取时长信号，获取时长信号后控制开关运行第一个开关周期，控制开关在第一个开关周期中的导通时间为时长信号表征的时间大小。在控制开关运行第一开关周期的关断期间中再次采集表征第一电容电压的采样电压，并比较采样电压和参考电压重新获取时长信号，在第一开关周期结束后控制开关运行第二个开关周期，控制开关在第二个开关周期中的导通时间为重新获取的时长信号表征的时间大小。此后，重复上述过程，直至控制开关运行S个开关周期。如图4和图5所示，在重启反激变换器之前放电路径间歇导通避免了反激变换器重启时产生的谐振电流超过第二开关管的安全工作电流的情况。

综上可知，本发明提出的反激变换器的控制方法通过在反激变换器重启前形成间歇导通的放电路径以泄放第一电容存储的电荷，防止反激变换器重启时因第一电容的电压过大而产生较大的谐振电流使第二开关管损坏。

进一步的，本发明通过设置连接在谐振回路中的有源放电模块，以提供第一电容的放电路径。

优选的，有源放电模块设置在第二开关管Q2的第一电流端和第二电流端之间。具体的，如图6所示，设置在第二开关管Q2的第一电流端和第二电流端之间的有源放电模块包括：串联的电阻Ra和开关Sa，电阻Ra和开关Sa串联后并联在第二开关管Q2的源极和漏极之间。或者，如图8所示，设置在第二开关管Q2的第一电流端和第二电流端之间的有源放电模块包括第二开关管Q2，即设置第二开关管Q2形成放电路径使第一电容放电。

优选的，有源放电模块至少与第一电容的至少一端连接。具体的，如图7所示，有源放电模块包括：串联的电阻Ra和开关Sa，电阻Ra的另一端连接第一电容C1，开关Sa的另一端接地；或者只包括开关Sa，开关Sa的一端连接第一电容C1，另一端接地。

为了降低成本，优选设置第二开关管Q2提供放电路径。如图5所示，使用第二开关管Q2形成放电路径并控制第二开关管Q2间歇导通使第一电容C1间歇放电，既能实现防止反激变换器重启时产生的谐振电流超过第二开关管Q2的安全工作电流，还能避免在第一电容C1放电的过程中第二开关管Q2因导通时间过长而产生较大的谐振电流、损坏第二开关管Q2。

当第二开关管Q2提供放电路径时，可以如第一实施例所述，控制第二开关管Q2间歇导通，第二开关管Q2每次导通的时间为第一预设阈值，第一预设阈值随着导通次数的增加而递增。在具体的应用过程中，控制第二开关管Q2依次运行N个开关周期，每个开关周期的导通时间是预先设置的定值(第一预设阈值)，第N个开关周期中的导通时间大于第N-1个开关周期中的导通时间，所以随着开关周期的运行第二开关管Q2每次导通的时间是逐渐增大的。

当第二开关管Q2提供放电路径时，也可以如第二实施例所述，控制第二开关管Q2在每个运行阶段中间歇导通，每个运行阶段内第二开关管Q2每次导通的时间为第二预设阈值，第二预设阈值随着运行阶段的增加而递增。在具体的应用过程中，控制第二开关管Q2运行M个运行阶段，第二开关管Q2在每个运行阶段中都运行多个开关周期，且每个运行阶段中每个开关周期的导通时长是相等的，每个运行阶段中每个开关周期的导通时间是预先设置的定值(第二预设阈值)，第M个运行阶段中每个开关周期的导通时长大于第M-1个运行阶段中每个开关周期的导通时长，所以随着运行阶段的运行每个运行阶段中第二开关管Q2每次导通的时间逐渐增大。其中，第M个运行阶段中开关周期的数量等于第M-1个运行阶段中开关周期的数量；或，第M个运行阶段中开关周期的数量大于第M-1个运行阶段中开关周期的数量；或，第M个运行阶段中开关周期的数量小于第M-1个运行阶段中开关周期的数量，但是第M个运行阶段中第二开关管Q2总的导通时长大于第M-1个运行阶段中第二开关管Q2总的导通时长。

当第二开关管Q2提供放电路径时，还可以如第三实施例所述，根据第一电容C1的实际电压获取第二开关管Q2每次导通的时长。具体的，采集表征第一电容C1电压的采样电压，然后比较采样电压和参考电压从而获取时长信号，时长信号表征第二开关管Q2每次导通的时间，随着采样电压的减小获取的时长信号所表征的导通时间逐渐增大，所以第二开关管Q2每次导通的时长是逐渐增大的。具体的，控制第二开关管Q2运行S个开关周期，每个开关周期的导通时间是通过比较采样电压和参考电压获取的。在第一个开关周期运行前，采集表征第一电容C1电压的采样电压，比较采样电压和参考电压获取时长信号，获取时长信号后第二开关管Q2运行第一个开关周期，第二开关管Q2在第一个开关周期中的导通时间为时长信号表征的时间大小。在第二开关管Q2运行第一开关周期的关断期间中再次采集表征第一电容C1电压的采样电压，并比较采样电压和参考电压重新获取时长信号，在第一开关周期结束后第二开关管Q2运行第二个开关周期，第二开关管Q2在第二个开关周期中的导通时间为重新获取的时长信号表征的时间大小。此后，重复上述过程，直至第二开关管Q2运行S个开关周期。

以上实施例均是在间歇导通过程中对第二开关管Q2的导通时间进行控制，但在其他实施例中可以在间歇导通过程中对第二开关管Q2的关断时长进行控制，从而防止在第一电容C1放电的过程中因第二开关管Q2的导通时长过大而产生较大的谐振电流使第二开关管Q2损坏。

优选的，在一实施例中，根据流经第一电感Lk的电流，控制第二开关管Q2的关断时长。具体的，控制第二开关管Q2导通并检测流经第一电感Lk的电流，当流经第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时控制第二开关管Q2关断。然后，在流经第一电感Lk的电流达到第二预设电流阈值时控制第二开关管Q2导通。需要明确的是，可以直接采集第一电感Lk的电流，也可以采集第一开关管Q1的反向沟道的电流获取第一电感Lk的电流，还可以采集第二开关管Q2的电流获取第一电感Lk的电流。所以，根据第一电感Lk的电流控制第二开关管Q2的关断时长，与根据流经第一开关管Q1和/或第二开关管Q2的电流控制第二开关管Q2的关断时长的方案是等同的。

优选的，在另一实施例中，根据流经第一电感Lk的电流和第二开关管Q2的导通时长，控制第二开关管Q2的关断时长。具体的，控制第二开关管Q2导通并检测流经第一电感Lk的电流，当流经第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时控制第二开关管Q2关断，检测第二开关管Q2的导通时长，然后根据第二开关管Q2的导通时长和预设导通时长控制第二开关管Q2的关断时长。若第二开关管Q2的导通时长小于预设导通时长，则增大第二开关管Q2的关断时长，使第二开关管Q2的关断时长大于第二开关管Q2上一次的关断时长。或者，控制第二开关管Q2导通并检测第二开关管Q2的导通时长，当第二开关管Q2的导通时长达到预设导通时长时关断第二开关管Q2，检测第二开关管Q2关断时流经第一电感Lk的电流，然后根据第二开关管Q2关断时第一电感Lk的电流和第一预设电流阈值控制第二开关管Q2的关断时长。若第二开关管Q2关断时第一电感Lk的电流大于第一预设电流阈值，则增大第二开关管Q2的关断时长，使第二开关管Q2的关断时长大于第二开关管Q2上一次的关断时长。需要明确的是，可以直接采集第一电感Lk的电流，也可以采集第二开关管Q2的电流获取第一电感Lk的电流。所以，根据第一电感Lk的电流和第二开关管Q2的导通时长控制第二开关管Q2的关断时长，与根据第二开关管Q2的电流和第二开关管Q2的导通时长控制第二开关管Q2的关断时长的方案是等同的。

综上所述，通过控制第二开关管Q2间歇导通，可以避免第一电容C1在释放电荷的过程中因导通时间过长而产生较大的谐振电流损坏第二开关管Q2。

需要说明的是，以上实施例是控制放电路径间歇导通的时长逐渐增大的，但在其他实施例中也可以使用上述实施例中的方法控制放电路径间歇导通的时长不变、逐渐减小或任意变化。

此外，需要明确的是，上述控制第二开关管Q2的关断时长的方案，也能应用在有源放电模块为并联在第二开关管Q2两端的拓扑结构。具体的，根据第一电感Lk的电流来控制有源放电模块的关断时长。当第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时有源放电模块断开，当第一电感Lk的电流达到第二预设电流阈值时有源放电模块闭合。或者，根据第一电感Lk的电流和有源放电模块的导通时间来控制有源放电模块的关断时长。当第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时控制有源放电模块关断，获取充电时长，若充电时长小于预设导通时长，则在上一次的关断时长的基础上增加此次有源放电模块的关断时长。或者，当有源放电模块的导通时长达到预设导通时长时控制有源放电模块关断，获取第一电感Lk的电流，若第一电感Lk的电流大于第一预设电流阈值，则在上一次的关断时长的基础上增加此次有源放电模块的关断时长。

此外，本发明还提出一种反激变换器的保护电路，本发明还提出一种反激变换器的保护电路130，其中反激变换器的主电路110包括：变压器T、位于变压器T原边侧且连接在反激变换器的输入端和参考地之间的第一开关管Q1和第二开关管Q2、在第二开关管Q2导通状态下形成谐振回路的第一电容C1和第一电感Lk。

优选的，如图9所示，在一实施例中，保护电路130包括：

有源放电模块1301，连接在谐振回路的任意一个或多个节点上，用于提供第一电容的放电路径；

检测模块1302，检测反激变换器的工作状态，在反激变换器停止工作时产生使能信号EN；

第一驱动模块1303，接收使能信号EN时输出第一驱动信号，第一驱动信号控制放电路径间歇导通，且第一控制信号控制放电路径每次间歇导通的时间为预设阈值，预设阈值可以逐渐增大、保持不变、逐渐减小或任意变化；

选通模块1306，在反激变换器停止工作到重启前阻断开关控制信号Vg2传输到第二开关管Q2的栅极，并控制第一驱动信号传输到第二开关管Q2的栅极。

具体的，为了加快第一电容的放电速度，预设阈值是逐渐增大的，即第一驱动信号控制放电路径间歇导通的时长逐渐增大。

优选的，如图10所示，在另一实施例中，保护电路130包括：

有源放电模块1301，连接在谐振回路的任意一个或多个节点上，用于提供第一电容的放电路径；

检测模块1302，检测反激变换器的工作状态，在反激变换器停止工作时产生使能信号EN；

时长产生模块1304，接收使能信号EN时时长产生模块1304开始工作，时长产生模块1304在工作状态下获取采样电压，并根据采样电压和参考电压产生时长信号，采样电压表征第一电容C1的电压，时长信号表征放电路径导通的时间，时长信号表征的导通时间与采样电压呈负相关关系；

第二驱动模块1305，根据时长信号输出第二驱动信号，第二驱动信号控制放电路径导通，且第二驱动信号控制放电路径导通的时间为对应的时长信号表征的导通时间。需要说明的是，时长产生模块1304每完成一次采样便会输出一个时长信号，放电路径每导通一次并间隔预设时长后时长产生模块便会进行一次采样，所以放电路径会间歇导通，且放电路径间歇导通的时长逐渐增大；

选通模块1306，在反激变换器停止工作到重启前阻断开关控制信号Vg2传输到第二开关管Q2的栅极，并控制第二驱动信号传输到第二开关管Q2的栅极。

优选的，如图11所示，时长产生模块1304包括：采样单元，采样单元采集第一电容的电压，采样单元可以直接采集第一电容的电压，也可以通过辅助绕组采集第一电容的电压；计时单元，根据电压和导通时长的对应关系输出时长信号tDISCRG。

优选的，有源放电模块1301设置在第二开关管Q2的第一电流端和第二电流端之间。具体的，如图6所示，设置在第二开关管Q2的第一电流端和第二电流端之间的有源放电模块1301包括：串联的电阻Ra和开关Sa，串联的电阻Ra和开关Sa并联在第二开关管Q2的源极和漏极之间。或者，如图8所示，设置在第二开关管Q2的第一电流端和第二电流端之间的有源放电模块1301包括第二开关管Q2，即设置第二开关管Q2形成放电路径使第一电容放电。若有源放电模块1301包括第二开关管Q2，控制第二开关管Q2间歇导通既能实现防止反激变换器重启时产生的谐振电流超过第二开关管Q2的安全工作电流，还能避免在第一电容C1放电的过程中第二开关管Q2因导通时间过长而产生较大的谐振电流、损坏第二开关管Q2。

进一步的，当有源放电模块包括第二开关管Q2时，除了以上实施例中所示控制第二开关管Q2每次的导通时长之外，还可以在第二开关管Q2间歇导通的过程中控制第二开关管Q2的关断时长，从而避免在第一电容C1放电的过程中第二开关管Q2因导通时间过长而产生较大的谐振电流、损坏第二开关管Q2。

优选的，在一实施例中，根据流经第一电感Lk的电流，控制第二开关管Q2的关断时长。具体的，控制第二开关管Q2导通并检测流经第一电感Lk的电流，当流经第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时控制第二开关管Q2关断。然后，在流经第一电感Lk的电流达到第二预设电流阈值时控制第二开关管Q2导通。需要明确的是，可以直接采集第一电感Lk的电流，也可以采集第一开关管Q1的反向沟道的电流获取第一电感Lk的电流，还可以采集第二开关管Q2的电流获取第一电感Lk的电流。所以，根据第一电感Lk的电流控制第二开关管Q2的关断时长，与根据流经第一开关管Q1和/或第二开关管Q2的电流控制第二开关管Q2的关断时长的方案是等同的。

优选的，在另一实施例中，根据流经第一电感Lk的电流和第二开关管Q2的导通时长，控制第二开关管Q2的关断时长。具体的，控制第二开关管Q2导通并检测流经第一电感Lk的电流，当流经第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时控制第二开关管Q2关断，检测第二开关管Q2的导通时长，然后根据第二开关管Q2的导通时长和预设导通时长控制第二开关管Q2的关断时长。若第二开关管Q2的导通时长小于预设导通时长，则增大第二开关管Q2的关断时长，使第二开关管Q2的关断时长大于第二开关管Q2上一次的关断时长。或者，控制第二开关管Q2导通并检测第二开关管Q2的导通时长，当第二开关管Q2的导通时长达到预设导通时长时关断第二开关管Q2，检测第二开关管Q2关断时流经第一电感Lk的电流，然后根据第二开关管Q2关断时第一电感Lk的电流和第一预设电流阈值控制第二开关管Q2的关断时长。若第二开关管Q2关断时第一电感Lk的电流大于第一预设电流阈值，则增大第二开关管Q2的关断时长，使第二开关管Q2的关断时长大于第二开关管Q2上一次的关断时长。需要明确的是，可以直接采集第一电感Lk的电流，也可以采集第二开关管Q2的电流获取第一电感Lk的电流。所以，根据第一电感Lk的电流和第二开关管Q2的导通时长控制第二开关管Q2的关断时长，与根据第二开关管Q2的电流和第二开关管Q2的导通时长控制第二开关管Q2的关断时长的方案是等同的。

此外，上述控制关断时长的方案也同样适用于并联在第二开关管Q2两端的有源放电模块的拓扑结构。具体的，根据第一电感Lk的电流来控制有源放电模块的关断时长。当第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时有源放电模块断开，当第一电感Lk的电流达到第二预设电流阈值时有源放电模块闭合。或者，根据第一电感Lk的电流和有源放电模块的导通时间来控制有源放电模块的关断时长。当第一电感Lk的电流达到第一预设电流阈值时控制有源放电模块关断，获取充电时长，若充电时长小于预设导通时长，则在上一次的关断时长的基础上增加此次有源放电模块的关断时长。或者，当有源放电模块的导通时长达到预设导通时长时控制有源放电模块关断，获取第一电感Lk的电流，若第一电感Lk的电流大于第一预设电流阈值，则在上一次的关断时长的基础上增加此次有源放电模块的关断时长。

优选的，有源放电模块至少与第一电容的至少一端连接。如图7所示，有源放电模块包括：串联的电阻Ra和开关Sa，电阻Ra的另一端连接第一电容C1，开关Sa的另一端接地；或者只包括开关Sa，开关Sa的一端连接第一电容C1，另一端接地。

由此可知，当反激变换器正常工作时，反激变换器在开关控制电路120输出的开关控制信号Vg1和Vg2的控制下，第一开关管Q1和第二开关管Q2例如按照预定的开关周期以互补方式导通和关断。在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，第一开关管Q1和第二开关管Q2的节点电压为方波信号，第一电容C1充电使得第一电容C1两端的电压VC1升高。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，谐振回路工作，第一电容C1以提供谐振电流的方式进行放电，将电能从变压器的原边侧传送至副边侧。通过调整开关控制信号的占空比来实现对直流输出电压Vo的调节。

在反激变换器停止工作至重启前，第一驱动模块1303可按照预先设置的预设阈值产生对应的第一驱动信号驱动放电路径间歇导通，形成放电回路对第一电容C1间歇放电。或，时长产生模块1304根据采样电压和参考电压获取时长信号，第二驱动模块1305再根据时长信号产生对应的第二驱动信号，第二驱动信号控制放电路径间歇导通，形成放电回路对第一电容C1间歇放电。

综上所述，本发明提出的反激变换器的保护电路会在反激变换器重启前控制放电路径间歇导通泄放第一电容存储的电荷，防止反激变换器重启时因第一电容的电压过大而产生较大的谐振电流使第二开关管损坏。

以上对依据本发明的优选实施例进行了详尽描述，但关于该专利的电路和有益效果不应该被认为仅仅局限于上述所述的，公开的实施例和附图可以更好的理解本发明，因此，上述公开的实施例及说明书附图内容是为了更好的理解本发明，本发明保护并不限于限定本公开的范围，本领域普通技术人员对本发明实施例的替换、修改均在本发明的保护范围之内。