一种周期平滑变频控制电路、开关电源以及电子设备

技术领域

本申请属于电源技术领域，尤其涉及一种周期平滑变频控制电路、开关电源以及电子设备。

背景技术

定频脉宽调制PWM控制电路在大量应用在高频开关电源中，例如：反激式开关电源、正激式开关电源、半桥式开关电源、电流连续模式功率因数校正PFC电路等。因上述开关电源拓扑电路具有可靠性高、工作状态稳定、抗干扰能力强等优点而被工业、通信、安防、电力、军工、自动化装备等领域的开关电源大量应用。

然而，定频脉宽调制PWM控制电路的电磁干扰EMI的频带固定，使电源在工作频率和其数倍频的传导和辐射干扰较强，也就使上述电源为了通过各国电磁兼容EMC标准规定的传导和辐射干扰限值需要增加较多的滤波元器件数量和成本，导致这类电源物料成本较高、竞争力不强。

发明内容

为了解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种周期平滑变频控制电路、开关电源以及电子设备，旨在提供一种新颖的周期平滑变频控制电路，解决目前的控制电路存在的传导和辐射干扰强度高、可靠性较低的问题。

本申请实施例第一方面提供了一种周期平滑变频控制电路，所述周期平滑变频控制电路包括：

低频电压渐变振荡电路，用于接收参考电压信号，并根据所述参考电压信号产生渐变振荡电压信号；

电压隔离放大电路，与所述低频电压渐变振荡电路连接，用于接收渐变振荡电压信号，并对所述渐变振荡电压信号进行隔离和放大处理，生成平滑变频控制信号。

在一个实施例中，所述低频电压渐变振荡电路包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第一电容以及第一运算放大器；

所述第一电阻的第一端与参考电压端连接，所述第一电阻的第二端、所述第二电阻的第一端以及所述第四电阻的第一端共接于所述第一运算放大器的同相输入引脚，所述第二电阻的第二端与所述第一运算放大器的接地引脚共接于参考接地端，所述第一运算放大器的输出引脚、所述第四电阻的第二端、所述第三电阻的第一端共接，所述第一运算放大器的电源引脚连接电源端；

所述第一电容的第一端、所述第三电阻的第二端以及所述第一运算放大器的反相输入引脚共接于所述电压隔离放大电路，所述第一电容的第二端连接所述参考接地端。

在一个实施例中，所述低频电压渐变振荡电路还包括：第一二极管；所述第一二极管串接于所述第一运算放大器的输出引脚与所述第一运算放大器的同相引脚之间，且所述第一二极管与所述第四电阻串联。

在一个实施例中，所述低频电压渐变振荡电路还包括：第二二极管；所述第二二极管串接于所述第一运算放大器的输出引脚与所述第一运算放大器的反相输入引脚之间，且所述第二二极管与所述第三电阻串联，所述第二二极管的阴极连接所述第一运算放大器的输出引脚。

在一个实施例中，所述低频电压渐变振荡电路还包括：第三二极管、第五电阻；所述第三二极管的阳极连接所述第五电阻的第一端，所述第五电阻的第二端连接所述第一运算放大器的输出引脚，所述第三二极管的阴极连接所述第一运算放大器的反相输入引脚。

在一个实施例中，所述低频电压渐变振荡电路还包括：第二电容、第三电容；所述第二电容的第一端和第二端分别连接所述第一运算放大器的反相输入引脚和同相输入引脚，所述第三电容的第一端连接所述第一运算放大器的同相输入引脚，所述第三电容的第二端连接所述参考接地端。

在一个实施例中，所述电压隔离放大电路包括：第二运算放大器；

所述第二运算放大器的同相输入引脚连接所述低频电压渐变振荡电路，所述第二运算放大器的反相输入引脚与所述第二运算放大器的输出引脚共接作为所述周期平滑变频控制电路的输出端，所述第二运算放大器的电源引脚连接电源端，所述第二运算放大器的接地引脚连接参考接地端。

本申请实施例第二方面还提供了一种开关电源，所述开关电源包括上述任一项实施例所述的周期平滑变频控制电路；

高频PWM控制及驱动电路，所述周期平滑变频控制电路的输出端与所述高频PWM控制及驱动电路的频率设定端通过隔离电阻连接，所述高频PWM控制及驱动电路用于根据所述周期平滑变频控制电路输出的平滑变频控制信号生成功率变换控制信号；

高频功率变换电路，与所述高频PWM控制及驱动电路连接，用于接收所述高频功率变换电路输出的所述功率变换控制信号，并根据所述功率变换控制信号将输入电源转换为对应的输出电源输出；

输出信号反馈电路，与所述高频功率变换电路和所述高频PWM控制及驱动电路连接，用于对所述高频功率变换电路的输出电流和输出电压进行采样得到反馈信号发送至所述高频PWM控制及驱动电路；

所述高频PWM控制及驱动电路还用于根据所述反馈信号调节所述功率变换控制信号。

在一个实施例中，所述低频电压渐变振荡电路的高位转折电压值小于所述高频PWM控制及驱动电路中的高频电压振荡电路的高位转折电压值；

所述低频电压渐变振荡电路的低位转折电压值大于所述高频PWM控制及驱动电路中的高频电压振荡电路的低位转折电压值。

本申请实施例第三方面还提供了一种电子设备，包括：如上述任一项实施例所述的周期平滑变频控制电路，或者如上述任一项实施例所述的开关电源。

本申请实施例的有益效果：提供了一种周期平滑变频控制电路、开关电源以及电子设备，周期平滑变频控制电路包括低频电压渐变振荡电路、电压隔离放大电路，低频电压渐变振荡电路用于根据参考电压信号产生渐变振荡电压信号，电压隔离放大电路与低频电压渐变振荡电路连接，电压隔离放大电路用于对渐变振荡电压信号进行隔离和放大处理，生成平滑变频控制信号，该周期平滑变频控制电路可以通过调整元器件参数，具有设计灵活性，不仅可以满足客户对不同电源技术规格的需求，而且可以对后级的控制电路起到保护作用，避免电源以危险失控和危及安全规范或烧毁的方式失效。

附图说明

图1是本申请实施例提供的周期平滑变频控制电路的示意图一；

图2是本申请实施例提供的周期平滑变频控制电路的示意图二；

图3是本申请实施例提供的周期平滑变频控制电路的示意图三；

图4是本申请实施例提供的周期平滑变频控制电路的示意图四；

图5是本申请实施例提供的开关电源的示意图；

图6是本申请实施例提供的周期平滑变频控制电路第一节点P1处的电压VP1和电流IP1的低频视窗波形的示意图；

图7是本申请实施例提供的周期平滑变频控制电路第一节点P1处的电压VP1在低位转折电压点附近(约1.3V左右)时刻的IP1、VP2、VP1高频视窗波形示意图；

图8是本申请实施例提供的第一节点P1处的电压VP1在高位转折电压点附近(约2.9V左右)时刻的IP1、VP2、VP1高频视窗波形示意图。

具体实施方式

为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。

需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是一个或一个以上，除非另有明确具体的限定。

定频脉宽调制PWM控制电路的电磁干扰EMI的频带固定，使电源在工作频率和其数倍频的传导和辐射干扰较强，也就使上述电源为了通过各国电磁兼容EMC标准规定的传导和辐射干扰限值需要增加较多的滤波元器件数量和成本，导致这类电源物料成本较高、竞争力不强。

在现有技术中，为了避免定频PWM控制方式的电源在工作频率点和其数倍频点的传导和辐射干扰较强的危害，以及为了解决达到各国电磁电容EMC标准规定的传导和辐射干扰限值需要增加较多的滤波元器件数量和成本的问题，通过周期平滑变频控制技术，可以给固定频率的高频振荡器注入低频(一般为200～500Hz)附加电流，使开关电源的工作频率在中心频率附近的较窄范围(例如±7％)内平滑变动。周期平滑变频控制技术与固定频率PWM控制方式相比能够有效降低电源在特定频率点的传导和辐射干扰强度，达到减少滤波元器件数量和成本的目的。

在周期平滑变频控制电路中存在较高的负电压，如果在经过一些环境因素作用后使周期平滑变频控制电路与PWM控制电路之间的电阻两端电路节点的电阻值异常减小，就会使周期平滑变频控制电路的输出端的负电压以较低阻抗进入PWM控制电路的频率设置引脚，导致PWM控制电路中的主控IC不可逆地严重损坏，从而使电源以危险失控和危及安全规范的方式失效，甚至烧毁。

为了解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种周期平滑变频控制电路40，该周期平滑变频控制电路40可以应用于开关电源，参见图1所示，本实施例中的周期平滑变频控制电路40通过隔离电阻R0与开关电源中的高频PWM控制及驱动电路20连接，采用本申请实施例中的周期平滑变频控制电路40的开关电源在经过一些环境因素作用后，即使隔离电阻R0两端电路节点的电阻值异常减小，也不会导致高频PWM控制及驱动电路20内的控制芯片产生不可逆地严重永久损坏，不会使开关电源以危险失控和危及安全规范或烧毁的方式失效。当操作者发现由上述因素导致的电源功能异常后，仍可进行修复操作。

参见图1所示，周期平滑变频控制电路40包括：低频电压渐变振荡电路41、电压隔离放大电路42，低频电压渐变振荡电路41用于根据参考电压信号产生渐变振荡电压信号，电压隔离放大电路42与低频电压渐变振荡电路41连接，电压隔离放大电路42用于对渐变振荡电压信号进行隔离和放大处理，生成平滑变频控制信号输出至高频PWM控制及驱动电路20，以向高频PWM控制及驱动电路20注入低频附加电流。周期平滑变频控制电路40可以通过调整元器件参数改变输出电压波形的幅值和频率，具有设计灵活性，不仅可以满足客户对不同电源技术规格的需求，而且该电路中不存在对集成电路IC致命的负电压，可以对后级的控制电路起到保护作用，避免电源以危险失控和危及安全规范或烧毁的方式失效。

在一个具体应用实施例中，周期平滑变频控制电路40的输出端与高频PWM控制及驱动电路20的频率设定端通过隔离电阻R0连接，高频PWM控制及驱动电路20的频率设定端与参考接地端之间设有定时电容，周期平滑变频控制电路40输出的平滑变频控制信号可以对定时电容进行充放电，高频PWM控制及驱动电路20用于向开关电源内的高频功率变换电路提供功率变换控制信号，以对高频功率变换电路的输出功率进行控制，还用于根据对高频功率变换电路采样得到的反馈信号调节功率变换控制信号。

在一些实施例中，结合图1所示，当第一节点P1处的电压VP1大于定时电容的正极端的第二节点P2处的电压VP2时，流过第一节点P1的电流IP1为正。此时，周期平滑变频控制电路40通过隔离电阻R0给定时电容充电。

当第一节点P1处的电压VP1小于定时电容正极端的第二节点P2处的电压VP2时，流过第一节点P1的电流IP1为负。此时，周期平滑变频控制电路40通过隔离电阻R0给定时电容放电。

在本实施例中，定义低频电压渐变振荡电路41的输出端的第一节点P1处的电压VP1的波形的高位转折电压值为VR_P1_H，其低位转折电压值为VR_P1_L，定义高频PWM控制及驱动电路20中的高频电压振荡电路的高位转折电压值为VR_P2_H，其低位转折电压值为VR_P2_L。

当电源在使用过程中出现锡渣、异物、污渍、受潮、积灰等常见环境问题时，为了使外置的周期平滑变频控制电路40不会危险、永久地损坏高频PWM控制及驱动电路20的控制芯片，使电源具有可修复性和高可靠性，一般可按照状态1设计电路参数。

通过设置本实施例中低频电压渐变振荡电路41中的合适元件参数，使如下状态1成立：

VR_P1_HVR_P2_L1；(状态1)

如状态1，低频电压渐变振荡电路41输出的第一节点P1处的电压VP1的波形的最高电压VR_P1_H小于高频PWM控制及驱动电路20中的第二节点P2处的电压VP2的波形的最高电压VR_P2_H。

如状态1，低频电压渐变振荡电路41输出的第一节点P1处的电压VP1的波形的最低电压VR_P1_L大于高频PWM控制及驱动电路20中的第二节点P2处的电压VP2的波形的最低电压VR_P2_L。

在一个具体应用实施例中，低频电压渐变振荡电路41的输出端的第一节点P1处的电压VP1的波形的高位转折电压值VR_P1_H小于高频PWM控制及驱动电路20中的高频电压振荡电路的高位转折电压值VR_P2_H，低频电压渐变振荡电路41的第一节点P1处的电压VP1的波形的低位转折电压值VR_P1_L大于高频PWM控制及驱动电路20中的高频电压振荡电路的低位转折电压值VR_P2_L，通过对开关电源的参数设置，使电源具有可修复性和高可靠性。

在本实施例中，低频电压渐变振荡电路41的输出端的第一节点P1处的电压VP1没有小于参考接地端GND的负电压产生，并且VP1的电压范围(大于VR_P1_L，小于VR_P1_H)始终在高频PWM控制及驱动电路20中的内部高频振荡电路上下触发电压限值的范围(大于VR_P2_L，小于VR_P2_H)以内。

由于第二节点P2处的电压VP2的波形的频率范围一般选择几十千赫兹至几百千赫兹，第二节点P2处的波形为高频振荡电压波形，第一节点P1处的电压VP1的波形的频率范围一般选数百赫兹，该第一节点P1处的波形为低频平滑渐变振荡电压波形。因此，在第二节点P2处的波形的一个高频电压周期内，第一节点P1处的低频平滑渐变振荡电压的变化非常微小，相当于恒定值。

在一个具体应用实施例中，高频PWM控制及驱动电路20和周期平滑变频控制电路40具有相同的0电位参考点，可以提升开关电源在模式切换过程中的稳定性，避免0电位误差导致电路内部的电流方向出现异常，导致损坏电路元器件的问题。

在一个实施例中，参见图2所示，低频电压渐变振荡电路41包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1以及第一运算放大器IC41；第一电阻R1的第一端与参考电压端VREF连接，第一电阻R1的第二端、第二电阻R2的第一端以及第四电阻R4的第一端共接于第一运算放大器IC41的同相输入引脚，第二电阻R2的第二端与第一运算放大器IC41的接地引脚共接于参考接地端GND，第一运算放大器IC41的输出引脚、第四电阻R4的第二端、第三电阻R3的第一端共接，第一运算放大器IC41的电源引脚连接电源端VCC；第一电容C1的第一端、第三电阻R3的第二端以及第一运算放大器IC41的反相输入引脚共接于电压隔离放大电路42，第一电容C1的第二端连接参考接地端GND。

在本实施例中，低频电压渐变振荡电路41由第一运算放大器IC41以及第一运算放大器IC41外围的与其引脚有电压和电流相互作用的电阻、电容、二极管(第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1等)组成。第一电阻R1和第二电阻R2组成分压电路，该分压电路用于对参考电压端VREF的电压进行分压处理，得到基准电压输出至第一运算放大器IC41的同相输入引脚。基准电压通过第一电阻R1连接至第一运算放大器IC41的同相输入引脚，第一运算放大器IC41的输出引脚通过第四电阻R4连接至第一运算放大器IC41的同相输入引脚，第一运算放大器IC41的同相输入引脚还通过第二电阻R2连接至参考接地端GND。

在图2中，加在第一运算放大器IC41的同相输入引脚IC41_3的基准电压分压值VR的计算如以下公式(1)：

VR＝[(VIC41_1*R1+VREF*R4)*R2]/(R4*R2+R1*R2+R4*R1)；

R1为第一电阻R1的阻值，R2为第二电阻R2的阻值，R3为第三电阻R3的阻值，R4为第四电阻R4的阻值，VREF为参考电压端VREF的电压，VIC41_1为第一运算放大器IC41的输出端的电压值。

在图2中，当第一运算放大器IC41的输出端的电压值VIC41_1为低电平(约0V)时，加在第一运算放大器IC41的同相输入引脚IC41_3的基准电压分压值VR较低，此电压值为低频电压渐变振荡电路41的基准电压的低位转折点电压值VR_L。

将VIC41_1≈0V代入公式1，可以得到以下VR_L电压值计算公式(2)：

VR_L＝VREF*R4*R2/(R4*R2+R1*R2+R4*R1)。

在图2中，当普通通用的第一运算放大器IC41的输出端的电压值VIC41_1为高电平时，其典型值约为VCC。此时，加在第一运算放大器IC41的同相输入引脚IC41_3的基准电压分压值VR较高，此电压值为低频电压渐变振荡电路41基准电压的高位转折点电压值VR_H。

将VIC41_1≈VCC代入公式(1)，VCC为电源端VCC的电压，由此可以得到以下VR_H电压值计算公式(3)：

VR_H＝[(VCC*R1+VREF*R4)*R2]/(R4*R2+R1*R2+R4*R1)。

在一个实施例中，第一运算放大器IC41还可以采用比较器替代。

VR_L为使第一运算放大器IC41或者比较器的输出引脚IC41_1的电压值由0V或者接近0V跳变到高电压值的反相输入引脚VIC41_2周期波动的低位转折电压值，

VR_H为使第一运算放大器IC41或者比较器的输出引脚IC41_1的电压由高电压值跳变到0V或者接近0V的反相输入引脚VIC41_2周期波动的高位转折电压值。

在一些实施例中，VREF为基准电压源相对于参考接地端GND的电压值，VCC为辅助电源相对于参考接地端GND的电压值。

在一个实施例中，参见图3所示，低频电压渐变振荡电路41还包括：第一二极管D1；第一二极管D1串接于第一运算放大器IC41的输出引脚与第一运算放大器IC41的同相引脚之间，且第一二极管D1与第四电阻R4串联。

在具体应用中，第一二极管D1和第四电阻R4串联，第一二极管D1可以通过其阳极与第四电阻R4连接，也可以通过其阴极与第四电阻R4连接，通过改变其阳极和阴极的连接方向，可以调节第一运算放大器IC41的输出引脚与第一运算放大器IC41的同相引脚之间的电流方向。

在一个实施例中，结合图3所示，第一二极管D1的阳极连接第一运算放大器IC41的同相引脚，第一二极管D1的阴极连接第四电阻R4的第一端，第四电阻R4的第二端连接第一运算放大器IC41的输出引脚。

在一个实施例中，参见图4所示，第一二极管D1的阴极极连接第一运算放大器IC41的同相引脚，第一二极管D1的阳极连接第四电阻R4的第一端，第四电阻R4的第二端连接第一运算放大器IC41的输出引脚。

在连接第一运算放大器IC41的同相输入引脚IC41_3的基准回路中,以图4所示的方向串联第一二极管D1，定义VD1为第一二极管D1的正向导通电压降，可以使VR_L的计算公式简化为公式(4)，VR_H的计算公式则改变为公式(5)：

VR_L＝VREF*R2/(R2+R1)；(4)

VR_H＝{[(VCC-VD1)*R1+VREF*R4]*R2}/(R4*R2+R1*R2+R4*R1)；(5)

在连接第一运算放大器IC41的同相输入引脚IC41_3的基准回路中,以图3所示方向串联第一二极管D1，可以使VR_L的计算改变为公式(6)，VR_H的计算则简化为公式(7)：

VR_L＝(VREF*R4+VD1*R1)*R2/(R4*R2+R1*R2+R4*R1)； (6)

VR_H＝VREF*R2/(R2+R1)； (7)

在图2、图3、图4中，当第一运算放大器IC41的输出引脚IC41_1为高电位状态(约为VCC)时，连接第一运算放大器IC41的反相输入引脚IC41_2的第一电容C1处于充电状态，第一运算放大器IC41的反相输入引脚IC41_2的电压VIC41_2会逐渐上升，当第一运算放大器IC41的反相输入引脚VIC41_2达到本振荡电路高位转折电压值VR_H时，会触发第一运算放大器IC41输出端由高电压值跳变到0V或者接近0V电压值。也即，本振荡电路由高电压输出状态触发翻转为0V电压输出状态的条件为VIC41_2>VR_H。

在图2、图3、图4中，当第一运算放大器IC41的输出引脚IC41_1为低电位状态，该低电状态下的电压为0V或者约0V(例如-0.1V-0.1V)时，连接第一运算放大器IC41的反相输入引脚IC41_2的第一电容C1处于放电状态，第一运算放大器IC41的反相输入引脚IC41_2的电压VIC41_2会逐渐下降，当第一运算放大器IC41的反相输入引脚VIC41_2达到本实施例中的低频电压渐变振荡电路41低位转折电压值VR_L时，会触发第一运算放大器IC41输出端由0V或者接近0V电压值跳变到高电压值。也即，本实施例中的低频电压渐变振荡电路41由0V电压输出状态触发翻转为高电压输出状态的条件为：

VIC41_2

在一个实施例中，参见图3所示，低频电压渐变振荡电路41还包括：第二二极管D2；第二二极管D2串接于第一运算放大器IC41的输出引脚与第一运算放大器IC41的反相输入引脚之间，且第二二极管D2与第三电阻R3串联，第二二极管D2的阴极连接第一运算放大器IC41的输出引脚。

在一些实施例中，第二二极管D2和第三电阻R3还可以在不改变回路电流方向的情况进行位置互换后连接。

在一个实施例中，参见图3所示，低频电压渐变振荡电路41还包括：第三二极管D3、第五电阻R5；第三二极管D3的阳极连接第五电阻R5的第一端，第五电阻R5的第二端连接第一运算放大器IC41的输出引脚，第三二极管D3的阴极连接第一运算放大器IC41的反相输入引脚。

在一些实施例中，第三二极管D3和第五电阻R5还可以在不改变回路电流方向的情况进行位置互换后连接。

在一个实施例中，参见图3所示，低频电压渐变振荡电路41还包括：第二电容C2、第三电容C3；第二电容C2的第一端和第二端分别连接第一运算放大器IC41的反相输入引脚和同相输入引脚，第三电容C3的第一端连接第一运算放大器IC41的同相输入引脚，第三电容C3的第二端连接参考接地端GND。

在本实施例中，第二电容C2和第三电容C3的作用是抗干扰，以保证低频电压渐变振荡电路41在感应雷击、强电磁场等恶劣环境中仍能够正常工作。这些电容的容量一般选则选择较小数值，不会大幅度影响震荡电路的稳态波形，因此不参与低频电压渐变振荡电路41的波形参数计算，可以忽略，如图2所示。

在一些实施例中，第二电容C2、第三电容C3的容量值可以为0uF，此时电容为开路状态，电容符号可以不画在原理图中，如图2所示。

在一个具体应用实施例中，结合图2、图3以及图4所示，第一电容C1的作用是将对其作用的充、放电电流转变为第一运算放大器IC41反相输入端的渐变电压波形，以实现低频电压渐变振荡电路41的振荡频率控制。

在图2、图3、图4中，定义第一电容C1的充电周期为T1，放电周期为T2。

在图2中，第一电容C1的充电周期T1的计算如以下公式(8)：

T1＝R3*C1*ln[(VCC-VR_L)/(VCC-VR_H)]； (8)

在图2中，第一电容C1的放电周期T2的计算如以下公式(9)：

T2＝R3*C1*ln(VR_H/VR_L)； (9)

在图2、图3、图4中，第一运算放大器IC41或比较器的输出引脚的电压VIC41_1和反相输入引脚的电压VIC41_2的振荡频率F1的计算如公式(10)：

F1＝1/(T1+T2)； (10)

在图3、图4中，由于所增加第二二极管D2和第三二极管D3具有单向导电性，使第三电阻R3单独位于第一电容C1的放电回路中，使第五电阻R5单独位于第一电容C1的充电回路中，因此可以独立调节第一电容C1的充电时间T1和放电时间T2，可以进一步改善第一运算放大器IC41的反相输入引脚的电压VIC41_2的振荡波形，其计算公式不再赘述。

在一个实施例中，参见图3所示，低频电压渐变振荡电路41还包括第六电阻R6，第六电阻R6的第一端连接第一运算放大器IC41的输出引脚，第六电阻R6的第二端连接电源端VCC。

在一个实施例中，参见图3所示，电压隔离放大电路42包括：第二运算放大器IC42；第二运算放大器IC42的同相输入引脚连接低频电压渐变振荡电路41，第二运算放大器IC42的反相输入引脚与第二运算放大器IC42的输出引脚共接作为周期平滑变频控制电路40的输出端，第二运算放大器IC42的电源引脚连接电源端VCC，第二运算放大器IC42的接地引脚连接参考接地端GND。

在本实施例中，低频电压渐变振荡电路41中第一运算放大器IC41的反相输入引脚的电压VIC41_2的电压渐变振荡波形输出至到第二运算放大器IC42的同相输入引脚IC42_3。

在一个实施例中，参见图3和图4所示，电压隔离放大电路42还包括第五电容C5、第六电容C6、第四电容C4，其中，第四电容C4的两端分别连接第二运算放大器IC42的同相输入引脚和反相输入引脚，第六电容C6的第一端连接第二运算放大器IC42的反相输入引脚，第六电容C6的第二端连接参考接地端GND，第五电容C5的第一端连接第二运算放大器IC42的同相输入引脚，第五电容C5的第二端接参考接地端GND。

在本实施例中，第五电容C5、第六电容C6、第四电容C4的作用是抗干扰，这些电容的容量一般选则选择较小数值，所以流过第七电阻R7的电流相对于第一电容C1的充放电电流可以忽略不计。

在一些实施例中，第五电容C5、第六电容C6、第四电容C4的容量值可以为0uF，此时电容为开路状态，电容符号可以不画在原理图中，如图2所示。

在一个实施例中，参见图3和图4所示，电压隔离放大电路42还包括第八电阻R8、第九电阻R9以及第七电容C7，第八电阻R8的第一端连接参考接地端GND，第八电阻R8的第二端、第九电阻R9的第一端和第二运算放大器IC2的反向输入端共接，第九电阻R9的第二端连接第二运算放大器IC42的输出引脚，第七电容C7的第一端连接第二运算放大器IC42的输出引脚，第七电容C7的第二端接地。

在一些实施例中，第七电阻R7、第九电阻R9的电阻值可以为0Ω，此时电阻的符号可以用连接线短路代替，电阻符号可以不画在原理图中，如图2所示。

在一些实施例中，第七电容C7的容量值可以为0uF，此时电容为开路状态，电容符号可以不画在原理图中，如图2所示。

在一些实施例中，第六电阻R6和第八电阻R8的电阻值可以为无穷大，相当于开路，可以去掉，电阻符号可以不画在原理图中，如图2所示。

在一个具体应用实施例中，结合图3和图4所示，电压隔离放大电路42为同相放大器，其作用是将低频电压渐变振荡电路41中第一运算放大器IC41的反向输入引脚IC41_2的低频平滑渐变的振荡电压波形VIC41_2放大。由于第二运算放大器IC42的同相输入引脚IC42_3为高阻抗，流过第七电阻R7的电流非常微小，其对电路振荡频率和波形的影响都可忽略不计，因此第二运算放大器IC42起到电路隔离的作用。

同时，电压隔离放大电路42中的第二运算放大器IC42的输出端的第一节点P1通过隔离电阻R0向其后级的高频PWM控制及驱动电路20的频率控制端注入包含平滑渐变低频成分的偏置电流，以使高频PWM驱动信号在一定的频率范围内低频平滑波动。

在图3、图4中，第二运算放大器IC42的输出端的第一节点P1的电压VP1的计算如公式(11)：

VP1＝VIC41_2*(R9+R8)/R8； (11)

其中，R8为第八电阻R8的阻值，R9为第九电阻R9的阻值，VIC41_2为第一运算放大器IC41的反向输入引脚IC41_2的电压。

在图2中，由于第九电阻R9和第八电阻R8选用极值，第二运算放大器IC42成为放大倍数为1的电压跟随器，可以对输入端电压进行隔离，并且对输出端的电流进行放大处理。此时第二运算放大器IC42的输出端的第一节点P1的电压VP1的计算简化为公式(12)：

VP1＝VIC41_2； (12)

综上所示，本实施例中的低频电压渐变振荡电路41可以参照上述公式(1)至公式(7)，通过选择第一电阻R1、第二电阻R2、第四电阻R4的电阻值和确定的基准电压VREF、辅助电源电压VCC值可实现调节低频平滑渐变的振荡电压波形VIC41_2的高位转折电压值VR_H和低位转折电压值VR_L。

在一些实施例中，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3以及第四电阻R4可以为可调电阻器。

本申请实施例还提供了一种开关电源，参见图5所示，开关电源包括上述任一项实施例的周期平滑变频控制电路40以及高频PWM控制及驱动电路20、高频功率变换电路10、输出信号反馈电路30。

在本实施例中，周期平滑变频控制电路40的输出端与高频PWM控制及驱动电路20的频率设定端通过隔离电阻连接，高频PWM控制及驱动电路20用于根据周期平滑变频控制电路40输出的平滑变频控制信号生成功率变换控制信号；高频功率变换电路10与高频PWM控制及驱动电路20连接，高频功率变换电路10用于接收高频PWM控制及驱动电路20输出的功率变换控制信号，并根据功率变换控制信号将输入电源转换为对应的输出电源输出；输出信号反馈电路30与高频功率变换电路10和高频PWM控制及驱动电路20连接，输出信号反馈电路30用于对高频功率变换电路10的输出电流和输出电压进行采样得到反馈信号发送至高频PWM控制及驱动电路20。

在本实施例中，VI+为高频功率变换电路10的输入端正极，VI-为高频功率变换电路10的输入端负极，VO+为高频功率变换电路10的输出端正极，VO-为高频功率变换电路10的输出端负极，电源端VCC可以为辅助直流电源正极，参考接地端GND可以为辅助直流电源负极,作为基准电压参考0电位。周期平滑变频控制电路40的输出端与高频PWM控制及驱动电路20的频率设定端通过隔离电阻连接，高频PWM控制及驱动电路20的频率设定端与参考接地端GND之间设有定时电容，周期平滑变频控制电路40输出的平滑变频控制信号可以对定时电容进行充放电，高频PWM控制及驱动电路20还用于根据反馈信号调节功率变换控制信号，达到对高频功率变换电路10的功率输出控制。

从上述实施例中的公式(1)至公式(7)可知，低频平滑渐变的振荡电压波形VIC41_2的高位转折电压值VR_H和低位转折电压值VR_L均是大于参考接地端GND的电压,并且小于辅助电源电压VCC的正电压值。

从上述实施例中的公式(8)至公式(12)可知，低频平滑渐变的振荡电压波形VIC41_2经过电压隔离放大电路42后的第一节点P1处的电压VP1仍保持波形不变，VP1波形中所有电压均是大于参考接地端GND，小于辅助电源电压VCC的正电压值。

如图5所示，可以定义高频PWM控制及驱动电路20给定时电容C0的充电电流为IP2，其给定时电容C0的放电电流为IP3，周期平滑变频控制电路40通过隔离电阻R0给定时电容C0的充放电电流为IP1。

本实施例中周期平滑变频控制电路40通过隔离电阻R0给定时电容C0的充放电电流IP1的计算如公式(13)：

IP1＝(VP1-VP2)/R0； (13)

由公式(13)可知，当第一节点P1处的电压VP1大于定时电容C0的正极端的第二节点P2处的电压VP2时，IP1为正。此时，周期平滑变频控制电路40通过隔离电阻R0给定时电容C0充电。

当第一节点P1处的电压VP1小于定时电容C0正极端的第二节点P2处的电压VP2时，IP1为负。此时，周期平滑变频控制电路40通过隔离电阻R0给定时电容C0放电。

在本实施例中，定义低频电压渐变振荡电路41的第一节点P1处的电压VP1的波形的高位转折电压值为VR_P1_H，其低位转折电压值为VR_P1_L，定义高频PWM控制及驱动电路20中的高频电压振荡电路的高位转折电压值为VR_P2_H，其低位转折电压值为VR_P2_L。

当电源在使用过程中出现锡渣、异物、污渍、受潮、积灰等常见环境问题时，为了使外置的周期平滑变频控制电路40不会危险、永久地损坏高频PWM控制及驱动电路20的控制芯片，使电源具有可修复性和高可靠性，一般可按照状态1设计电路参数。

通过设置本实施例中低频电压渐变振荡电路41中的合适元件参数，使如下状态1成立：

VR_P1_HVR_P2_L1； (状态1)

如状态1，低频电压渐变振荡电路41输出的第一节点P1处的电压VP1的波形的最高电压VR_P1_H小于高频PWM控制及驱动电路20中的第二节点P2处的电压VP2的波形的最高电压VR_P2_H。

如状态1，低频电压渐变振荡电路41输出的第一节点P1处的电压VP1的波形的最低电压VR_P1_L大于高频PWM控制及驱动电路20中的第二节点P2处的电压VP2的波形的最低电压VR_P2_L。

在一个实施例中，在具体应用中，还可以设置低频电压渐变振荡电路41的高位转折电压值小于高频PWM控制及驱动电路20中的高频电压振荡电路的高位转折电压值，低频电压渐变振荡电路41的低位转折电压值大于高频PWM控制及驱动电路20中的高频电压振荡电路的低位转折电压值，通过对开关电源的参数设置，使电源具有可修复性和高可靠性。

在本实施例中，低频电压渐变振荡电路41的第一节点P1处的电压VP1没有小于参考接地端GND的负电压产生，并且VP1的电压范围(大于VR_P1_L，小于VR_P1_H)始终在高频PWM控制及驱动电路20中的内部高频振荡电路上下触发电压限值的范围(大于VR_P2_L，小于VR_P2_H)以内。

由于第二节点P2处的电压VP2的波形的频率范围一般选择几十千赫兹至几百千赫兹，第一节点P1处的电压VP1的波形的频率范围一般选数百赫兹，因此在一个VP2的高频电压周期内低频平滑渐变的振荡电压VP1的变化非常微小，相当于恒定值。

参见如图6、图7、图8所示的本实施例中一个设计实施例的高、低频视窗截图。

由于按照状态1，VP1的电压范围(大于VR_P1_L，小于VR_P1_H)始终在高频PWM控制及驱动电路20中的内部高频振荡电路上下触发电压限值的范围(大于VR_P2_L，小于VR_P2_H)以内，因此在VP2的一个高频电压振荡周期内，流过电阻R0的电流IP1波形会在VP1＝VP2电压点，从给定时电容C0的充电状态转变为给定时电容C0的放电状态，参见如图7、图8所示。

如上述实施例，在一个VP2的高频振荡电压周期内，近似恒定的低频平滑振荡电压VP1值的大小决定了通过隔离电阻R0给高频定时电容C0充电时间段与放电的时间段比例的大小。

由公式(13)可知，当VP1电压值较小时，在VP2的一个高频电压振荡周期内，VP1通过隔离电阻R0给高频定时电容C0的充电时间段较短，放电时间段较长。此时，定时电容C0的电压上升斜率减小，使定时电容C0由低位转折电压VR_P2_L充电至高位转折电压VR_P2_H的周期加长，因此使高频振荡电压VP1的振荡频率降低，参见如图7所示。

如上述实施例，当VP1电压值较大时，在VP2的一个高频电压振荡周期内，VP1通过隔离电阻R0给高频定时电容C0的充电时间段较长，放电时间较短。此时，定时电容C0的电压上升斜率增加，使定时电容C0由低位转折电压VR_P2_L充电至高位转折电压VR_P2_H的周期减短，因此使“高频振荡电压”VP1的振荡频率增加，如图8所示。

如上述实施例，通过选择隔离电阻R0的电阻值的大小可以调节给定时电容C0充、放电的外部电流IP1与高频PWM控制及驱动电路20内部给定时电容C0的充电的电流IP2的比例关系，从而可以调节开关电源周期平滑变频的频率范围与中心频率的比例关系，以满足电源在不同应用场景对EMC的要求及规范。

综上，本实施例中的周期平滑变频控制电路40或者开关电源的外置控制电路的电压、电流在任何工作时段都安全可控，不会对原有控制芯片内部电路造成危险和永久损害。当操作者发现电源相关功能异常后，仍可进行修复操作。

因此，本实施例中的周期平滑变频控制电路40以及开关电源满足用户对电源安全、可靠性、可修复性要求日益增长的社会经济发展需求。

在一个具体实施例中，采用如图2所示的周期平滑变频控制电路40，同时电路中选用如下电压设置参数和元器件参数：VREF＝5.1V，VCC＝6V，R0＝36KΩ，R1＝20KΩ，R2＝12KΩ，R4＝15KΩ，R3＝27KΩ，C1＝100nF，第一运算放大器IC41和第二运算放大器IC42型号为LM2904，高频PWM控制及驱动电路20可以为控制芯片，控制芯片的型号为SG2525A，第二节点P2为控制芯片SG2525A的第5引出端CT(时钟电容连接端)。

采用上述参数的低频电压渐变振荡电路41第一节点P1处的电压VP1的低频视窗波形和其通过隔离电阻R0向高频PWM控制及驱动电路20中控制芯片的定时电容C0的充放电电流IP1的低频视窗波形，如图6所示。

如图6所示，流过隔离电阻R0的充、放电电流IP1的波形中即有高频成分也有低频成分，其高频成分的振幅(在低频视窗显示为黑色实体图形的上下边界的宽度)比较稳定，而其低频成分(约280赫兹左右)呈现波动状态。

如图6所示，本实施例的控制芯片SG2525A的定时电容C0的低位转折电压VR_P2_L典型值为0.9V，图6所示的VP1电压波形的低点VR_P1_L约为1.3V。IC SG2525A的VR_P2_H典型值为3.3V,图6所示的VP1电压波形的高点VR_P1_H约为2.9V。

因此，本实施例中VR_P1_L>VR_P2_L，VR_P1_H

采用本申请上述设计实施例参数的低频电压渐变振荡电路41的第一节点P1处的电压VP1在低位转折电压点附近(约1.3V左右)时刻的IP1、VP2、VP1高频视窗波形如图7所示，此时VP2的频率约为85kHZ左右。

采用本申请上述设计实施例参数的低频电压渐变振荡电路41第一节点P1处的电压VP1在高位转折电压点附近(约2.9V左右)时刻的IP1、VP2、VP1高频视窗波形如图8所示，此时VP2的频率约为95kHZ左右。

综上，本申请上述设计实施例的PWM工作频率约在85Hz至95Hz范围内以低频率(约280赫兹左右)平滑周期变动。可以有效减小固定频段90Hz的EMI电磁干扰。并且本申请周期平滑变频控制电路40中不存在小于高频PWM控制及驱动电路20的参考接地端GND的负电压值，参考接地端GND的电压作为0V参考电位。

因此，本申请实施例中的周期平滑变频控制电路40或者开关电源在经过一些环境因素(例如出现锡渣、异物、污渍、受潮、积灰等)作用后，如果使隔离电阻R0两端电路节点的电阻值异常减小，也不会导致现有技术存在的一些安全隐患。例如：现有技术中，因负电压在异常情况下灌入控制芯片，使控制芯片产生不可逆地严重永久损坏，导致电源以危险失控、危及安全规范甚至烧毁的方式失效等。

上述实施例中的周期平滑变频控制电路40或者开关电源不仅有效地解决了现有技术严重的安全、可靠性问题，同时也具有电源设计的灵活性。因此上述实施例中的周期平滑变频控制电路40能够安全、可靠地满足社会经济中因新行业、新技术加快发展，使得开关电源应用领域不断拓展的发展趋势。

本申请实施例还提供了一种电子设备，包括：如上述任一项实施例的周期平滑变频控制电路40。

本申请实施例还提供了一种电子设备，电子设备包括如上述任一项实施例的开关电源。

上述实施例中的周期平滑变频控制电路40可以应用在服务器电源、通信电源、安防电源、电力电源、军工电源、自动化装备电源、工业电源、LED照明电源、台式和一体机电脑电源、适配器、充电器、医疗电源、精密仪器仪表等领域的电源中。

上述实施例中的周期平滑变频控制电路40可以在数量庞大的工业、导轨、LED照明、消费、PC、通讯、服务器等行业开关电源中普及应用。因此上述实施例中的周期平滑变频控制电路40可产生较大的经济及社会效益，具有大批量应用的前景。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将所述装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。实施例中的各功能单元、模块可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。

另外，各功能单元、模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本申请的保护范围。上述系统中单元、模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。

另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。

以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。