DC-DC变换器及DC-DC变换装置

技术领域

本发明涉及电源领域，尤其是DC-DC变换器及DC-DC变换装置。

背景技术

数据中心所支持的服务是目前社会所必须的，并且其所支持的服务会越来越多。因此，随着科技的发展，数据中心能耗将与日俱增。

为了满足系统高效率的要求，服务器板载供电方式由12V母线向40V-60V母线开始转变，也即在服务器板上进行40V-60V母线电压到12V的变换。目前常用的40V-60V到12V的变换有两种方案。

第一种方案为采用隔离变换器，如全桥变换器。其采用变压器进行降压并提供物理隔离以满足安规要求。这种拓扑结构中因为变压器原副边的物理隔离，所以原边和副边均有各自的参考地。为了实现原边侧高压到副边侧低压的转换，原边的绕组圈数比较多，并且原边电流不流过副边，导致副边的交流电流大，这会增加整个变压器的线圈损耗。这种方案影响到效率的继续提升，并且增加了产品(如电路板)的成本。

第二种方案为采用非隔离变换器，如Buck变换器。为了降低损耗和提高系统的效率，其取消了原副边隔离。然而，传统的Buck电路在输入电压为40V-60V，输出电压为12V的情况下，开关管的占空比很小，这会导致开关管电流有效值大，无法让Buck电路工作在最佳效率点，效率也无法继续提升。

因此，业界急需一种新的方案来抬升40V-60V母线电压到12V变换的效率。

发明内容

本发明提出一种DC-DC变换装置，包括：DC-DC变换器，包括：第一开关支路，包括依次串联连接的第二开关管、第四开关管和第六开关管，第一开关支路的第一端通过第一开关单元连接输入电压正端，第一开关支路的第二端连接输入电压负端；第二开关支路，包括依次串联连接的第三开关管、第五开关管和第七开关管，第二开关支路的第一端通过第一开关单元连接输入电压正端，第二开关支路的第二端连接输入电压负端；第一飞跨电容，第一端连接第二开关管与第四开关管的共节点，第二端连接第五开关管与第七开关管的共节点；第二飞跨电容，第一端连接第三开关管与第五开关管的共节点，第二端连接第四开关管与第六开关管的共节点；变压器原边绕组，其第一端连接第四开关管与第六开关管的共节点，其第二端连接变压器副边绕组的第一端；变压器副边绕组，其第二端连接第五开关管与第七开关管的共节点；输出电感，其第一端连接变压器原边绕组的第二端，其第二端用于连接输出电容的第一端；控制器，被配置为接收来自DC-DC变换器的采样信号，以输出开关控制信号控制DC-DC变换器的开关管导通或关断。

本申请还提供一种DC-DC变换器，包括：第一开关支路，包括依次串联连接的第二开关管、第四开关管和第六开关管，第一开关支路的第一端通过第一开关单元连接输入电压正端，第一开关支路的第二端连接输入电压负端；第二开关支路，包括依次串联连接的第三开关管、第五开关管和第七开关管，第二开关支路的第一端通过第一开关单元连接输入电压正端，第二开关支路的第二端连接输入电压负端；第一飞跨电容，第一端连接第二开关管与第四开关管的共节点，第二端连接第五开关管与第七开关管的共节点；第二飞跨电容，第一端连接第三开关管与第五开关管的共节点，第二端连接第四开关管与第六开关管的共节点；变压器原边绕组，其第一端连接第四开关管与第六开关管的共节点，其第二端连接变压器副边绕组的第一端；变压器副边绕组，其第二端连接第五开关管与第七开关管的共节点；输出电感，其第一端连接变压器原边绕组的第二端，其第二端用于连接输出电容的第一端。

附图说明

图1为本发明一实施例的DC-DC变换装置示意图。

图2为本发明另一实施例的DC-DC变换器示意图。

图3为图1中的DC-DC变换器工作在D小于0.5时开关管的驱动波形示意图。

图4为图1中的DC-DC变换器工作在D小于0.5时的工作波形示意图。

图5为DC-DC变换器工作在第一工作模态时示意图。

图6为DC-DC变换器工作在第二工作模态时示意图。

图7为DC-DC变换器工作在第三工作模态时示意图。

图8为图1中的DC-DC变换器工作在D大于0.5时开关管的驱动波形示意图。

图9为图1中的DC-DC变换器工作在D大于0.5时的工作波形示意图。

图10为DC-DC变换器工作在第四工作模态时示意图。

图11为DC-DC变换器工作在第五工作模态时示意图。

图12为DC-DC变换器工作在第六工作模态时示意图。

图13为典型的全桥变换器电路示意图。

图14为本发明另一实施例的DC-DC变换器示意图。

图15为本发明一实施例的控制器局部示意图。

图16为图15所示的控制器局部电路工作波形示意图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明一实施例中，在于提供一种DC-DC变换装置。具体的，请参阅图1所示的本发明一实施例的DC-DC变换装置示意图，DC-DC变换装置包括：

DC-DC变换器100，包括：

第一开关支路，包括依次串联连接的第二开关管Q2、第四开关管Q4和第六开关管Q6，第一开关支路的第一端通过第一开关单元110连接输入电压正端Vin+，第一开关支路的第二端连接输入电压负端Vin-；

第二开关支路，包括依次串联连接的第三开关管Q3、第五开关管Q5和第七开关管Q7，第二开关支路的第一端通过第一开关单元110连接输入电压正端Vin+，第二开关支路的第二端连接输入电压负端Vin-；

第一飞跨电容Cb1，第一端连接第二开关管Q2与第四开关管Q4的共节点，第二端连接第五开关管Q5与第七开关管Q7的共节点；

第二飞跨电容Cb2，第一端连接第三开关管Q3与第五开关管Q5的共节点，第二端连接第四开关管Q4与第六开关管Q6的共节点；

变压器原边绕组Np，其第一端连接第四开关管Q4与第六开关管Q6的共节点，其第二端连接变压器副边绕组Ns的第一端；

变压器副边绕组Ns，其第二端连接第五开关管Q5与第七开关管Q7的共节点；

输出电感Lo，其第一端连接变压器原边绕组Np的第二端，其第二端用于连接输出电容Co的第一端；

控制器200，被配置为接收来自DC-DC变换器100的采样信号，以输出开关控制信号控制DC-DC变换器100的开关管导通或关断。

在一实施例中，变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns的匝比为1：1。也即，变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns的匝数相同。在一实施例中，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns均为一匝。

在一实施例中，变压器原边绕组Np的第一端与变压器副边绕组Ns的第一端同名端耦合，如图1所示。在另一实施例中，变压器原边绕组Np的第二端与变压器副边绕组Ns的第二端同名端耦合。变压器原副边绕组的耦合关系需使得流经变压器原边绕组Np的电流流向连接输出电容Co的负载(图中未示出)，流经变压器副边绕组Ns的电流也流向连接输出电容Co的负载。

在一实施例中，如图1所示，第一开关单元110包括第一开关管Q1，则第一开关支路的第一端和第二开关支路的第一端均通过第一开关管Q1连接输入电压正端Vin+。请参阅图2所示的本发明另一实施例的DC-DC变换器示意图，第一开关单元110包括第一子开关管Q11和第二子开关管Q12，第一开关支路的第一端通过第一子开关管Q11连接输入电压正端Vin+，第二开关支路的第一端通过第二子开关管Q12连接输入电压正端Vin+。如下以第一开关单元110包括第一开关管Q1，也即图1所示的DC-DC变换器100为了讲明其工作原理。

具体的，请参阅图3所示的图1中的DC-DC变换器工作在D小于0.5时开关管的驱动波形示意图，其中D为第二开关管Q2至第五开关管Q5的占空比。并请参阅图4所示的图1中的DC-DC变换器工作在D小于0.5时的工作波形示意图。如图3所示，第一开关管Q1的驱动信号始终为高，也即第一开关管Q1常通。在t0至t1期间，也即0至DTs时间段内(Ts为一个开关周期的时间。具体的，占空比D为开关管的导通时间与开关周期的比值)，DC-DC变换器100工作在第一工作模态，请参阅图5所示的DC-DC变换器工作在第一工作模态时示意图。控制器200根据采样信号输出的第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6的开关控制信号为高电平，则第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6导通，控制器200根据采样信号输出的第三开关管S3、第四开关管Q4和第七开关管Q7的开关控制信号为低电平，则第三开关管Q3、第四开关管Q4和第七开关管Q7关断。第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2通过导通的第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间，则第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2上的电压均为1/2Vin。此期间，第一飞跨电容Cb1充电，其充电电流从输入电压正端Vin+依次流经导通的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第一飞跨电容Cb1、变压器副边绕组Ns、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-。同时，第二飞跨电容Cb2放电，其放电电流依次流经导通的第五开关管Q5、变压器副边绕组Ns、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载，再流经导通的第六开关管Q6回到第二飞跨电容Cb2，也即第一飞跨电容Cb1的充电电流和第二飞跨电容Cb2的放电电流形成副边电流Is，并且副边电流Is逐渐增加，如图4所示。根据变压器的基本原理，流过变压器副边绕组Ns的副边电流Is会在变压器原边绕组Np上感应一个原边电流Ip。根据图1所示的变压器原副边绕组耦合关系可知，原边电流Ip依次流经变压器原边绕组Np、输出电感Lo1、连接于输出电容Co的负载、导通的第六开关管Q6再回到变压器原边绕组Np，原边电流Ip也逐渐增加。根据如上分析，在第一工作模态，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过输出电感Lo，而到负载。也即流过输出电感Lo的电感电流ILo为原边电流Ip与副边电流Is的和，电感电流ILo也均逐渐增大，如图4所示。

如图5所示，此时变压器副边绕组Ns的第二端的电压等于第二飞跨电容Cb2上的电压，也即为1/2Vin，变压器原边绕组Np的第一端的电压为零，则变压器原副边绕组的共节点M(也即变压器原边绕组Np的第二端和变压器副边绕组Ns的第一端)的电压降为1/4Vin。

接下来，在t1至t2期间，也即DTs到Ts/2时间段内，DC-DC变换器100工作在第二工作模态，请参阅图6所示的DC-DC变换器工作在第二工作模态时示意图，并请参阅图3和图4。控制器200根据采样信号输出的第二开关管Q2至第五开关管Q5的开关控制信号均为低电平，则第二开关管Q2至第五开关管Q5关断，则第一飞跨电容Cb1上的电压和第二飞跨电容Cb2上的电压保持不变。控制器200根据采样信号输出的第六开关管Q6和第七开关管Q7的开关控制信号为高电平，第六开关管Q6和第七开关管Q7导通。流过输出电感Lo的电感电流ILo经连接于输出电容Co的负载、导通的第七开关管Q7以及副边绕组Ns续流，同时经连接于输出电容Co的负载、导通的第六开关管Q6以及原边绕组Np续流，原边电流Ip和副边电流Is均逐渐减小，如图4所示。其中，流过输出电感Lo的电感电流ILo为原边电流Ip与副边电流Is的和，则电感电流Ilo也逐渐减小。

请参阅图6，因第六开关管Q6和第七开关管Q7导通，变压器副边绕组Ns的第二端和变压器原边绕组Np的第一端的电压均为零，变压器原副边绕组的共节点M的电压也为零。

接下来，在t2至t3期间，也即Ts/2至(1/2+D)Ts时间段内，DC-DC变换器100工作在第三工作模态，请参阅图7所示的DC-DC变换器工作在第三工作模态时示意图，并请参阅图3和图4。控制器200根据采样信号输出的第三开关管S3、第四开关管Q4和第七开关管Q7的开关控制信号为高电平，则第三开关管S3、第四开关管Q4和第七开关管Q7导通，控制器200根据采样信号输出的第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6的开关控制信号为低电平，则第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6关断。请参阅图7，第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2通过导通的第三开关管Q3、第四开关管Q4和第七开关管Q7连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间，则第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2上的电压均为1/2Vin。此期间，第二飞跨电容Cb2充电，其充电电流从输入电压正端Vin+依次流经导通的第一开关管Q1、第三开关管Q3、第二飞跨电容Cb2、变压器原边绕组Np以及输出电感Lo，然后流到连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-。同时，第一飞跨电容Cb1放电，其放电电流依次流经导通的第四开关管Q4、变压器原边绕组Np以及输出电感Lo，然后流到连接于输出电容Co的负载，再流经导通的第七开关管Q7回到第一飞跨电容Cb1，也即第二飞跨电容Cb2的充电电流和第一飞跨电容Cb1的放电电流形成副边电流Is，并且副边电流Is逐渐增加，如图4所示。根据变压器的基本原理，流过变压器原边绕组Np的原边电流Ip会在变压器副边绕组Ns上感应一个副边电流Is，根据图1所示的变压器原副边绕组耦合关系可知，副边电流Is依次流经过输出电感Lo1、连接于输出电容Co的负载，再经过导通的第七开关管Q7回到变压器副边绕组Ns，副边电流Is也逐渐增加。根据如上分析，在第三工作模态，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过输出电感Lo，而到负载。流过输出电感Lo的电感电流ILo为原边电流Ip与副边电流Is的和，则电感电流ILo也逐渐增大，如图4所示。与第一工作模态相比，第一飞跨电容Cb1由充电变为放电，第二飞跨电容Cb2由放电变为充电，如此多个周期循环，第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2上的电压保持在1/2Vin，当然实际应用中，可有一定的误差。

如图7所示，此时变压器原边绕组Np的第一端的电压等于第一飞跨电容Cb1上的电压，也即为1/2Vin，变压器副边绕组Ns的第二端的电压为零，则变压器原副边绕组的共节点M的电压降为1/4Vin。

接下来，在t3至t4期间，也即(1/2+D)Ts至Ts时间段内，DC-DC变换器100再次工作在第二工作模态。具体的请参阅图6、图3和图4及上述描述，在此不再赘述。

请参阅图8所示的图1中的DC-DC变换器工作在D大于0.5时开关管的驱动波形示意图。并请参阅图9所示的图1中的DC-DC变换器工作在D大于0.5时的工作波形示意图。在t0至t1期间，DC-DC变换器100工作在第四工作模态，控制器200根据采样信号输出的第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3的开关控制信号为高电平，则第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3导通，控制器200根据采样信号输出的第四开关管Q4至第七开关管Q7的开关控制信号为低电平，则第四开关管Q4至第七开关管Q7关断。请参阅图10所示的DC-DC变换器工作在第四工作模态时示意图，第一飞跨电容Cb1通过导通的第一开关管Q1和第二开关管Q2充电，同时第二飞跨电容Cb2通过导通的第一开关管Q1和第三开关管Q3充电，第一飞跨电容Cb1的充电电流形成副边电流Is，第二飞跨电容Cb2的充电电流成原边电流Ip，并且原边电流Ip和副边电流Is逐渐增加，原边电流Ip和副边电流Is均流向输出电感Lo，则流经输出电感Lo的电感ILo也逐渐增加，如图9所示。

如图10所示，此时变压器副边绕组Ns的第二端的电压等于1/2Vin，变压器原边绕组Np的第一端的电压也等于1/2Vin，则变压器原副边绕组的共节点M的电压也等于1/2Vin。

接下来，在t1至t2期间，DC-DC变换器100工作在第五工作模态，请参阅图11所示的DC-DC变换器工作在第五工作模态时示意图，并请参阅图8和图9。控制器200根据采样信号输出的第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6的开关控制信号均为高电平，则第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6导通。控制器200根据采样信号输出的第一开关管Q1、第三开关管Q3、第四开关管Q4和第七开关管Q7的开关控制信号为低电平，第一开关管Q1、第三开关管Q3、第四开关管Q4和第七开关管Q7关断。第一飞跨电容Cb1上的电压保持不变，第二飞跨电容Cb2经导通的第五开关管Q5、副边绕组Ns、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载以及导通的第六开关管Q6放电，形成副边电流Is，并且副边电流Is逐渐减小，如图9所示。根据变压器的基本原理，流过变压器副边绕组Ns的副边电流Is会在变压器原边绕组Np上感应一个原边电流Ip，根据图1所示的变压器原副边绕组耦合关系可知，原边电流Ip依次流经过输出电感Lo1、连接于输出电容Co的负载，再经过导通的第六开关管Q6回到变压器原边绕组Np，并且原边电流Ip也逐渐减小。原边电流Ip和副边电流Is均流经输出电感Lo，则流经输出电感Lo的电感ILo也逐渐减小，如图9所示。

如图11所示，此时变压器副边绕组Ns的第二端的电压等于第二飞跨电容Cb2上的电压，也即为1/2Vin，变压器原边绕组Np的第一端的电压为零，则变压器原副边绕组的共节点M的电压降为1/4Vin。

在此第五工作模态，第二飞跨电容Cb2放电、第一飞跨电容Cb1的电压保持，并且放电直至第一飞跨电容Cb1的电压与第二飞跨电容Cb2的电压的和等于连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间的输入电容Cin上的电压，如图8所示的t2时刻。由于在第四工作模态，第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2均充电，则其上的电压和可能会大于输入电压Vin。为避免在其之后的工作模态，第一飞跨电容Cb1的电压和第二飞跨电容Cb2的电压与输入电容Cin上的电压对冲，产生冲击电流，并且避免第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2放电，而产生损耗，则在第五工作模态使得第二飞跨电容Cb2放电。具体的，第一开关管Q1的关断时间需使得第二飞跨电容Cb2放电直至第一飞跨电容Cb1的电压与第二飞跨电容Cb2的电压的和等于输入电容Cin上的电压。

接下来，在t2时刻第一开关管Q1由关断切换为导通，其它开关管的状态不变，直至t3时刻，也即在t2至t3期间，DC-DC变换器工作在如图5所示的第一工作模态。此期间，第二飞跨电容Cb2放电，第一飞跨电容Cb1充电，由于D大于0.5，副边电流Is、原边电流Ip和电感电流ILo均逐渐减小，变压器原副边绕组的共节点M的电压降为1/4Vin。

接下来，在t3至t4期间，DC-DC变换器100再次工作在第四工作模态。具体的请参阅图10、图8和图9及上述描述，在此不再赘述。

接下来，在t4至t5期间，DC-DC变换器100工作在第六工作模态，请参阅图12所示的DC-DC变换器工作在第六工作模态时示意图，并请参阅图8和图9。控制器200根据采样信号输出的第三开关管Q3、第四开关管Q4和第七开关管Q7的开关控制信号均为高电平，则第三开关管Q3、第四开关管Q4和第七开关管Q7导通。控制器200根据采样信号输出的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6的开关控制信号为低电平，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第五开关管Q5和第六开关管Q6关断。第二飞跨电容Cb2上的电压保持不变，第一飞跨电容Cb1经导通的第四开关管Q4、原边绕组Np、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载以及导通的第七开关管Q7放电，形成原边电流Ip，并且原边电流Ip逐渐减小，如图9所示。根据变压器的基本原理，流过变压器原边绕组Np的原边电流Ip会在变压器副边绕组Ns上感应一个副边电流Is，根据图1所示的变压器原副边绕组耦合关系可知，副边电流Is依次流经过输出电感Lo1、连接于输出电容Co的负载后，再经过导通的第七开关管Q7回到变压器副边绕组Ns，并且副边电流Is也逐渐减小。原边电流Ip和副边电流Is均流经输出电感Lo，则流经输出电感Lo的电感ILo也逐渐减小，如图9所示。

如图12所示，此时变压器原边绕组Np的第一端的电压等于第一飞跨电容Cb1上的电压，也即为1/2Vin，变压器副边绕组Ns的第二端的电压为零，则变压器原副边绕组共节点M的电压降为1/4Vin。

与第五工作模态相似的，此阶段第二飞跨电容Cb2的电压保持、第一飞跨电容Cb1放电，并且放电直至第一飞跨电容Cb1的电压与第二飞跨电容Cb2的电压的和等于连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间的输入电容Cin上的电压，如图8所示的t5时刻。以避免在其之后的工作模态，第一飞跨电容Cb1的电压和第二飞跨电容Cb2的电压与输入电容Cin上的电压对冲，产生冲击电流，并且避免第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2放电，而产生损耗。

接下来，在t5时刻第一开关管Q1由关断切换为导通，其它开关管的状态不变，直至t6时刻，也即Ts时刻，DC-DC变换器工作在如图7所示的第三工作模态。此期间，第一飞跨电容Cb1放电，第二飞跨电容Cb2充电，由于D大于0.5，副边电流Is、原边电流Ip和电感电流ILo均逐渐减小，变压器原副边绕组的共节点M的电压降为1/4Vin。

如此，当D小于0.5时，在一个开关周期Ts内，DC-DC变换器100依次工作在第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第二工作模态，当D大于0.5时，在一个开关周期Ts内，DC-DC变换器100依次工作在第四工作模态、第五工作模态、第一工作模态、第四工作模态、第六工作模态和第三工作模态，如此循环工作，以将输入电压Vin变换为输出电压Vo。如上所述，通过第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2串联连接输入电压Vin以及变压器的降压作用，使得DC-DC变换器100的输出输入电压关系为Vo＝1/2Vin*D。

对于现有技术中提到的第一种方案，其采用隔离变换器，如全桥变换器。请参阅图13所示的典型的全桥变换器电路示意图，其包括原边开关单元、变压器T和整流单元，变压器T将原副边进行物理隔离，所以原边和副边均有自己的参考地，如GND1和GND2。为了实现原边侧高压到副边侧低压的转换，原边的绕组匝数比较多，对于40V-60V输入到12V输出的变换，需选择原边绕组Np三匝，副边绕组Ns两匝，也即原副边匝比为3：2，才能实现将变压器副边绕组Ns上的电压降为2/3Vin。而本发明的DC-DC变换器100，通过变压器原边绕组Np一匝，变压器副边绕组Ns一匝，以及第一飞跨电容Cb1和第二飞跨电容Cb2就可以实现将输出电感Lo第一端的电压降为1/2Vin。也即相比于传统全桥变换器，本申请的DC-DC变换器100可以减少原边绕组Np和副边绕组Ns的匝数，且降压比例更大。变压器是电源变换器中体积最大的器件，其已经成为变换器小型化的障碍。本申请的DC-DC变换器100可以实现减少绕组线圈匝数，从而显著减小变压器体积，进而降低整个变换器的体积，而迎合了市场对小型化的需求。并且绕组线圈匝数少还可以降低绕组的损耗以及成本。

对于现有技术中提到的第二种方案，其采用非隔离变换器，如Buck变换器，其输出电压和输入电压关系为：Vo＝Vin*D(D为开关管的占空比)，对于40V-60V输入到12V输出的变换，开关管的占空比会很小，无法让Buck电路工作在最佳效率点。而本申请的DC-DC变换器100，根据如上分析可知，其输出电压和输入电压关系为：Vo＝1/2Vin*D，而可提高开关管的占空比，而让Buck电路工作在更佳效率点。

根据如上分析，也可参阅图4和图9，变压器中间点的电压的跳变频率为DC-DC变换器开关频率的两倍，使得流经变压器的电流纹波很小，主要是DC电流。而对于传统变压器拓扑来说，变压器的电流主要是开关频率次的高频电流，由于高频电流的临近效应和集肤效应，变压器绕组的交流阻抗会远大于其直流阻抗，导致其效率偏低。而本申请中，变压器主要流过DC电流，其损耗主要是直流阻抗带来的，因此可提高变压器的效率。同样的，输出电感Lo的纹波频率也为DC-DC变换器开关频率的两倍，这样可以大幅减小输出电感Lo的体积，有助于提高DC-DC变换器的功率密度。

根据如上对DC-DC变换器100工作模态的分析可知，原边电流Ip和副边电流Is均流至输出电感Lo。请再参阅图13，现有全桥变换器的原边电流Ip不流向负载，流向负载的输出电流Io均需流经副边绕组Ns，则副边电流Is等于Io。而本申请的DC-DC变换器100原边电流Ip和副边电流Is均流向负载，在变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns的匝比为1：1的情况下，副边电流Is等于原边电流Ip，则副边电流Is等于1/2Io(Io＝ILo)，这极大缩小了变压器的绕组损耗，进而减小了散热的压力，因此可以进一步缩小变压器体积，抬升电源变换器的功率密度，给电源变换器的设计带来极大方便。变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns的匝比为1：1，也给绕制带来极大方便。

也即，本申请的DC-DC变换器100可减少原副边绕组匝数、降低副边绕组电流的有效值以及增大开关管的占空比，从而大大抬升电源变换器效率、降低电源变换器体积和成本。

在一实施例中，输出电容Co的第二端连接输入电压负端Vin-，以使得原边电流Ip或副边电流Is可从输入电压正端Vin+流到负载，再返回输入电压负端Vin-。更具体的，输出电容Co的第二端直接连接输入电压负端Vin-。

上述中的输出电感Lo可为独立电感。在本申请一实施例中，变压器原边绕组Np、变压器副边绕组Ns和输出电感Lo集成为一个磁性元件，而进一步提高DC-DC变换器的功率密度。还可以借助变压器的漏感作为输出电感Lo,以提高DC-DC变换器的功率密度。

在本申请一实施例中，相邻工作模态之间切换时，开关管的驱动信号之间还可包括一死区时间，以提高DC-DC变换器的可靠性。

根据如上分析可知，对于图1所示的DC-DC变换器100，当D大于0.5时，第一开关管Q1的开关频率为第二开关管Q2和第三开关管Q3的开关频率的两倍，并且在第二开关管Q2和第三开关管Q3关断时关断，如图2所示。如图2所示的另一实施例的DC-DC变换器示意图，其将图1所示的DC-DC变换器的第一开关管Q1开关管拆分为两个开关管，分别为第一子开关管Q11和第二子开关管Q12，则可使第一子开关管Q11在第二开关管Q2关断时关断，第二子开关管Q12在第三开关管Q3关断时关断，而可降低第一子开关管Q11和第二子开关管Q12的开关频率，进一步提高DC-DC变换器的效率。当D小于0.5时，第一子开关管Q11和第二子开关管Q12常通。其它的工作原理与上述相同，在此不再赘述。

图8以第一开关管Q1在第二开关管Q2和第三开关管Q3关断时关断为例，在实际应用中，还可以使得第一开关管Q1早于第二开关管Q2和第三开关管Q3关断时刻关断。

请参阅图14所示的本发明另一实施例的DC-DC变换器示意图，其在图2所示的DC-DC变换器的基础上还包括第一电容C1，第一电容C1连接在第一开关支路的第一端与第二开关支路的第一端之间。正常情况下第二开关管Q2连接第一开关支路的第一端的一端的电压与和第三开关管Q3连接第二开关支路的第一端的一端的电压一样，则第一子开关管Q11和第二子开关管Q12工作时承受的电压应力也一样。但实际工作时，电路会有一些寄生参数，而会导致开关管开关时产生一些应力，可以加入第一电容C1吸收电压应力。其工作原理与图2所示的DC-DC变换器相同，在此不再赘述。

本申请一实施例中，上述的采样信号可为DC-DC变换器100的输入电压、输出电压、输入电流、输出电流和占空比等中的一者或多者。只要为反应DC-DC变换器100状态的信号均可。本申请一实施例中，控制器200可根据第二开关管Q2和第三开关管Q3的占空比确定D大于0.5还是小于0.5，而对应输出D大于0.5时的开关控制信号，以及D小于0.5时的开关控制信号。

本申请的控制器200可为数字控制器，如DSP；也可为模拟控制器；或数字控制与模拟控制器配合使用。

根据如上分析，第一开关管Q1的控制逻辑在D大于0.5与D小于0.5时差别较大，请参阅图15所示的本发明一实施例的控制器局部示意图，控制器200包括：

与运算单元210，用于接收第二开关管Q2和第三开关管Q3的开关控制信号，当第二开关管Q2和第三开关管Q3的开关控制信号均为高时，与运算单元210的输出信号S1为高，在D大于0.5时，在t0至t1期间，第二开关管Q2和第三开关管Q3的开关控制信号均为高，与运算单元210的输出信号S1为高，请参阅图16所示的控制器局部电路工作波形示意图；

积分单元220，接收与运算单元210的输出信号S1，用于对与运算单元210的输出信号S1进行积分得到积分单元220的输出信号S2，在D大于0.5时，在t0至t1期间，积分单元220的输出信号S2逐渐增大，在t1时刻之后逐渐减小至零，如到t2时刻减小至零，请参阅图16所示的控制器局部电路工作波形示意图；

比较器单元230，接收积分单元220的输出信号S2和零电压输入信号，用于当积分单元220的输出信号S2大于零时输出高电平，则在t0至t2期间，比较器单元230的输出信号S3为高电平，请参阅图16所示的控制器局部电路工作波形示意图；

异或运算单元240，接收比较器单元230的输出信号S3和与运算单元210的输出信号S1，当比较器单元230的输出信号S3和与运算单元210的输出信号S1不同时，异或运算单元240的输出信号S4为高电平，当比较器单元230的输出信号S3和与运算单元210的输出信号S1相同时，异或运算单元240的输出信号S4为低电平，则在t0至t1期间，异或运算单元240的输出信号S4为为低电平，在t1至t2期间，异或运算单元240的输出信号S4为高电平，请参阅图16所示的控制器局部电路工作波形示意图；

非运算单元250，接收异或运算单元240的输出信号S4，用于将异或运算单元240的输出信号S4取反，作为第一开关管Q1的开关控制信号，则在t0至t1期间，第一开关管Q1的开关控制信号为高电平，在t1至t2期间，第一开关管Q1的开关控制信号为低电平，请参阅图16所示的控制器局部电路工作波形示意图。

其中，积分单元220包括电阻和电容，通过调节电阻和电容的值，可调节积分单元的输出信号S2由最大值减小至零的时间，也即t1至t2的时间长度，也即调节了第一开关管Q1的关断时间。如前述分析所述，需使得在第一开关管Q1的关断时间内，第一飞跨电容Cb1或第二飞跨电容Cb2放电到第一飞跨电容Cb1的电压与第二飞跨电容Cb2的电压的和等于输入电容Cin上的电压。也即可通过调节电阻和电容的值，调节第一开关管Q1的关断时间。

如上以t0至t2期间为例讲明控制器局部电路获得第一开关管Q1的开关控制信号为例，其它时间端内获得第一开关管Q1的开关控制信号的原理相同，在此不再赘述。

在D小于0.5时，由于第二开关管Q2的开关控制信号与第三开关管Q3的开关控制信号错相180°，且第二开关管Q2的开关控制信号与第三开关管Q3无共同导通时间，所以与运算单元210的输出信号S1、积分单元220的输出信号S2、比较器单元230的输出信号S3和异或运算单元240的输出信号S4始终为低电平，则第一开关管Q1的开关控制信号始终为高电平，则第一开关管Q1常通。

本申请一实施例中，还提供一种DC-DC变换器。具体的，请参阅图1中的DC-DC变换器100、图2以及图14所示的DC-DC变换器，其与上述对应的DC-DC变换器的结构、工作原理以及优点均相同，在此不再赘述。

本发明一实施例中，上述的开关管(第一开关管Q1至第七开关管Q7)均以包括单个开关管为例来实现，在实际应用中，每一开关管均可包括多个开关管串联和/或并联。

本发明一实施例中，上述的开关管(第一开关管Q1至第七开关管Q7)可为金属氧化物半导体场效应晶体管、双极结型晶体管、超结晶体管、绝缘栅双极晶体管、基于氮化镓的功率器件和/或类似器件。业界能接收一开关控制信号而导通或关断的器件均可。

本发明一实施例中，上述的开关管均为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，均包括源极、漏极和栅极。对于图1所示的DC-DC变换器100，第一开关管Q1的源极连接输入电压正端Vin+，漏极连接第一开关支路的第一端以及第二开关支路的第一端。第二开关管Q2的漏极连接第一开关支路的第一端，源极连接第四开关管Q4的漏极，第四开关管Q4的源极第六开关管Q6的漏极，第六开关管Q6的源极连接输入电压负端Vin-。第三开关管Q3的漏极连接第二开关支路的第一端，源极连接第五开关管Q5的漏极，第五开关管Q5的源极第七开关管Q7的漏极，第七开关管Q7的源极连接输入电压负端Vin-。对于图2所示的DC-DC变换器，第一子开关管Q11和第二子开关管Q12的源极连接输入电压正端Vin+，第一子开关管Q11的漏极连接第一开关支路的第一端，第二子开关管Q12的漏极连接第二开关支路的第一端，其它连接关系与图1中的DC-DC变换器100相同，在此不再赘述。

在本申请一实施例中，DC-DC变换器100的输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间接收的输入电压Vin为40V-60V之间，输出电容Co两端形成的输出电压Vo为12V，当然其可有一定的误差。

在本申请一实施例中，第一飞跨电容Cb1与第二飞跨电容Cb2的电容值相同，以使其上的电压均为1/2Vin。当然其也可有一定的误差。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。