一种永磁同步电机无位置传感器控制的转子极性判断方法

技术领域

本发明涉及轨道交通牵引传动系统领域，特别涉及一种永磁同步电机无位置传感器控制的转子极性判断方法。

背景技术

相较于异步电机，永磁同步电机(Permanent magnet synchronous motor，PMSM)体积小、功率密度高、过载能力强、调速范围宽，被广泛应用于轨道交通牵引传动系统等领域。

为了解决位置传感器应用于轨道交通牵引传动系统时造成的系统体积增大、成本增加、可靠性降低等问题，无位置传感器控制技术逐渐成为当下的研究热点。在低速范围通常采用高频电压注入法实现无位置传感器控制。高频脉振电压注入法转矩脉动小、动态性能快、转子位置辨识精度高，在无位置传感器控制领域得到了广泛应用。但因为初始角度误差的不同，高频脉振电压注入法估算角度误差

现有技术中，通常通过在估算d轴注入多组脉冲电压，比较电流峰值，或利用高频饱和分量判断转子极性。申请号为CN202010578038.2(极性判断方法、判断装置和电机控制系统)的专利通过向转子位置初始判断方向及其反方向叠加等幅值、等脉宽的脉冲电压(一组正负脉冲)，通过比较注入时电流峰值的大小，完成对转子极性的判断，但是对注入的脉冲有较为严格的要求，需要选取合适的脉冲幅值脉宽，且实际应用中还存在需要注入两组正负脉冲信号才能完成极性判断的情况。申请号为CN201410191987.X(一种表贴式永磁同步电机转子初始位置检测方法)的专利通过利用高频饱和分量判断转子极性，但是该方法信噪比低，容易产生极性误判。

发明内容

针对现有技术中存在的不足，本发明的目的在于提出一种永磁同步电机无位置传感器控制的转子极性判断方法，向估算d轴正负方向注入脉冲电流，通过提取高频脉振电压注入法高频响应电流的特定次谐波，利用该特定次谐波得到估算d轴电感，其次分别向估算d轴正负方向注入脉冲电流，并对注入脉冲电流时所得估算d轴电感积分。利用PMSM磁链饱和特性对d轴电感大小的影响，通过比较两个积分值间的大小关系，完成对转子极性的判断。

为解决上述技术问题，本发明提供的技术方案是：

一种永磁同步电机无位置传感器控制的转子极性判断方法，

包括以下步骤：

步骤1：向估算两相同步旋转坐标系dq坐标系下的估算d轴注入高频脉振电压u

步骤2：

步骤3：将

步骤4：向PMSM沿估算d轴

步骤5：向PMSM沿估算d轴

步骤6：通过对比

若初始估算转子位置

优选的，所述步骤1中，注入高频脉振电压在αβ坐标系下的形式如式(1)，

式(1)中，u

优选的，所述步骤2中，

αβ坐标系下的PMSM数学模型如式所示，

式(2)中，u

将式代入式，注入的电压为高频电压，在计算由注入高频脉振电压产生的高频响应电流时，相角与高频阻抗上的压降，电阻压降忽略；含有ω

将式代入式，得到高频响应电流如式所示；

式中，i

式的复矢量形式如式所示，

式(5)中，I

将i

式中，

式所示高频响应电流，经基于高频脉振电压注入法的转子位置观测算法后得到用于观测

优选的，所述步骤3中，dq坐标系下的PMSM数学模型如式所示，

式中，u

忽略电阻压降及含有电机转子角频率ω

获得

式中，ω

优选的，所述步骤4中：向PMSM中沿估算d轴

优选的，所述步骤4中：对估算d轴电感进行的积分时长应设置在0.5s以内。

本发明的有益效果是：

本发明提出了一种简单可靠的基于高频脉振电压注入的永磁同步电机无位置传感器控制下转子极性判断方法，通过提取高频脉振电压高频响应电流的特定次谐波完成对转子极性的判断。该方法通过提取估算d轴的高频响应电流特定次谐波获得估算d轴电感，利用估算d轴电感的积分值判断转子极性，充分利用了高频电流响应。同时，该方法只需施加一组电流，降低了系统复杂度，易于数字实现；并且该方法只需注入一组正负脉冲电流，不易产生误判。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1为本发明实现转子极性判断的控制系统框图

图2为αβ坐标系、估算dq坐标系和实际dq坐标系三者的关系示意图

图3为PWM生成的A相电压脉冲的FFT分析谐波分布频谱图，其横坐标为频率，纵坐标为A相电压脉冲各次谐波与基波(190Hz)的比值百分数

图4为d轴电流与d轴磁链的关系图

具体实施方式

以下结合附图1～4对本发明作进一步详细说明。

本发明提供一种永磁同步电机无位置传感器控制的转子极性判断方法，其原理图如图1所示。该方法基于高频脉振电压注入法的无位置传感器控制，通过向初始估算转子位置

步骤1：向估算两相同步旋转坐标系dq坐标系下的估算d轴注入高频脉振电压u

式(1)中，u

此时通过高频脉振电压注入法获取到初始估算转子位置

步骤2：

αβ坐标系下的PMSM数学模型如式所示：

式(2)中，u

将式代入式，由于注入的电压为高频电压，在计算由注入高频脉振电压产生的高频响应电流时，相角与高频阻抗上的压降，电阻压降很小可以忽略；且电机转子角频率ω

将式代入式，得到高频响应电流如式所示。

式中，i

式的复矢量形式如式所示。

式中，I

实际应用中，通常将i

式中，

可从式所示高频响应电流，经相关计算与变换后可得到用于观测

步骤3：由于逆变器开关频率的限制，特别是在低开关频率的场合中，高频脉振电压会在PWM实现过程中引入谐波：例如当逆变器开关频率f

此时通过SOGI提取估算d轴高频响应电流的特定次谐波幅值

dq坐标系下的PMSM数学模型如式所示。

式中，u

同样忽略电阻压降及含有电机转子角频率ω

结合

式中，ω

步骤4：向PMSM中沿估算d轴正方向，即

步骤5：向PMSM中沿估算d轴负方向，即

步骤6：PMSM的d轴磁链饱和特性如图4所示。由图可知，若初始估算转子位置

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。