基于近场耦合和端口自去耦的宽角波束扫描相控阵及设计方法

技术领域

本发明涉及毫米波无线通信技术领域，特别涉及一种基于近场耦合和端口自去耦的宽角波束扫描相控阵及其设计方法。

背景技术

由于对高速无线通信的需求日益增长，第五代和第六代(5G/6G)毫米波通信技术受到了前所未有的关注。然而，电磁波在毫米波频段的传播损耗严重限制了信号的传输距离。为了缓解这一问题，能够进行波束扫描的高增益毫米波相控阵已成为主流解决方案。此外，为了实现低成本和良好的空间覆盖，结构简单、波束扫描范围广的相控阵被广泛应用。

目前，为了拓宽相控阵的波束扫描范围，主要方法是设计具有宽半功率波束宽度(half-power beamwidth,HPBW)的天线单元。目前已提出了多种有效的波束展宽技术，从实现方案上大致可分为四类。第一类是加载寄生结构，如金属壁或金属通孔，它们可以产生∞形图案，从而提高低仰角附近的辐射。第二类是叠加不同谐振模式提供的互补波束，例如，微带贴片天线(microstrip patch antenna,MPA)的TM

另一种常见的方法是降低宽角阻抗匹配(wide-angle impedance matching,WAIM)的相互耦合效应，这可以增加大扫描角度的波束增益，从而拓宽相控阵的波束扫描范围。研究者们提出了大量的去耦技术，根据去耦机制，主要分为直接抑制法和间接抵消法。其中，直接抑制法可通过金属通孔壁、电磁带隙结构、极化转换隔离器等直接削弱耦合场来实现低耦合；间接抵消法通过建立新的耦合路径来抵消原来的耦合路径从而实现低耦合，例如借助对称槽和周期性环路以及去耦网络。这两种去耦技术都能改善有源阻抗匹配，但代价是由于引入了额外的去耦结构而增加了天线的复杂性。

综上，宽角波束扫描相控阵列的传统设计方法旨在拓宽单元方向图或改进有源阻抗匹配。这通常需要额外的波束展宽和去耦结构，这不可避免地增加了相控阵的结构复杂性、损耗和加工成本。基于此，需要一种新的解决方案。

发明内容

根据本发明的一方面，提供一种基于近场耦合和端口自去耦的宽角波束扫描相控阵的设计方法，所述宽角波束扫描相控阵包括多个结构相同的天线单元，多个所述天线单元之间的间距相等，所述设计方法包括以下步骤：

选择所述相控阵中的一个天线单元作为激励单元，剩余的天线单元连接匹配负载作为耦合单元，得到激励单元的有源方向图；

在耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式相同时，调整所述相控阵单元之间的间距来改变所述耦合单元耦合场的相位和振幅，以基于耦合单元与激励单元之间的近场耦合效应拓宽所述激励单元的有源单元方向图；

在耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式不同时，调整所述耦合单元工作模式的辐射方向图，以基于耦合单元与激励单元之间的近场耦合效应拓宽所述激励单元的有源单元方向图。

在本发明提供的设计方法中，在天线单元为微带贴片天线，且耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式相同时，调整所述相控阵单元之间的间距来使得激励单元两侧对称分布的耦合场相位相等，耦合场与激励单元之间的相位差在120°至240°的范围内，且耦合场振幅不同时为0。

在本发明提供的设计方法中，所述微带贴片相控阵印制在PCB板的上层，并由多个同轴探针通过插入式微带线馈电。

在本发明提供的设计方法中，在天线单元为为介质谐振器天线时，耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式不相同，激励单元工作在TE

在本发明提供的设计方法中，每个介质谐振器天线都由一个微带耦合矩形缝隙馈电，所述微带耦合矩形缝隙缝隙刻蚀在PCB的上表面，由印刷在PCB下表面的阶梯微带线激励。

在本发明提供的设计方法中，耦合模式的辐射方向图与激励模式的辐射方向图具有互补特性。

本发明还提供一种根据如上所述的基于近场耦合和端口自去耦的宽角波束扫描相控阵的设计方法设计的宽角波束扫描相控阵。

本发明至少具有以下有益效果：本发明提供一种基于近场耦合和端口自去耦的宽角波束扫描相控阵及其设计方法，利用近场耦合效应来获得宽波束有源单元方向图，同时还采用了自去耦技术以提供高端口隔离进一步提高大扫描角度的波束增益；因此，采用普通的窄波束天线单元，就可以实现简单的宽角波束扫描相控阵，而且无需使用任何额外的波束宽或去耦结构。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图：

图1所示为1×5E面理想线性阵列示意图；

图2所示为在a＝b，

图3所示为当a＝b,

图4所示为当a≠b,

图5所示为实施例1所提出的1×8毫米波E面MPA相控阵的结构图。

图6所示为实施例1所提出的毫米波E面MPA相控阵1-8单元的仿真反射系数和相邻单元之间的传输系数。

图7所示为在不同扫描角度下，所提出的毫米波E面MPA相控阵中1-8单元的仿真有源反射系数，其中，(a)0°，(b)27°，(c)63°。

图8所示为实施例1所提出的毫米波E面MPA相控阵在26GHz频率下的仿真扫描性能，其中，(a)主极化，(b)交叉极化。

图9所示为在26GHz时的单元5和8的E面AEP以及E面IEP。

图10所示为在26GHz时，当只有单元5或单元8激励时，所提出的毫米波E面MPA相控阵上的仿真电流分布，其中，(a)单元5，(b)单元8。

图11所示为实施例2所提出的1×8毫米波H面DRA相控阵的结构图。

图12所示为实施例2所提出的毫米波H面DRA相控阵中单元1-4的仿真反射系数和相邻单元之间的传输系数。

图13所示为在不同扫描角度下，所提出的毫米波H面DRA相控阵中1-4单元的仿真有源反射系数，其中，(a)0°，(b)28°，(c)61°。

图14所示为实施例2所提出的H面DRA相控阵在26GHz时的仿真扫描性能，其中，(a)主极化，(b)交叉极化。

图15所示为单元1和4的H面AEP以及26GHz时的H面IEP。

图16所示为在26GHz时，当只有单元4或1激励时，所提出的毫米波H面DRA相控阵中的仿真磁场分布，其中，(a)单元4激励，(b)单元1激励。

图17(a)耦合单元3或5的等效辐射模型和(b)H面辐射方向图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的典型实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在限制本发明。

众所周知，相控阵的辐射方向图主要由三个因素决定，包括各向同性阵列因子(isotropic array factor，IAF)、孤立单元方向图(isolated element pattern，IEP)和阻抗失配因子(impedance mismatch factor，IMF)。对于振幅相等、单元间距相等的N个单元相控阵，IAF可表示为(1)：

其中，k是波长，d是单元间距，θ是扫描角度，

IEP指的是孤立天线单元的辐射方向图。理论上，忽略相互耦合效应，当IEP的HPBW为θ

另一方面，较差的IMF可能会对AEP产生负面影响，并相应地恶化相控阵的扫描性能。IMF的影响可以用近场耦合和端口耦合来描述。前者有时会导致AEP失真，扩大波束扫描时的增益波动，甚至造成扫描盲区；后者会降低所有单元的有源反射系数，尤其是在大扫描角度时，从而降低相控阵的波束增益。

基于上述原因，宽角波束扫描相控阵列的传统设计方法旨在拓宽IEP(用于宽波束AEP)或改进IMF(用于实现WAIM)。这通常需要额外的波束展宽和去耦结构，这不可避免地增加了相控阵的结构复杂性、损耗和加工成本。

因此，针对现有技术的宽角波束扫描相控阵需要额外的波束展宽和去耦结构，增加了相控阵的结构复杂性、损耗和加工成本的问题，本发明提供一种基于近场耦合和端口自去耦的宽角波束扫描相控阵及其设计方法，利用近场耦合效应来获得宽波束AEP，同时还采用了自去耦技术以提供高端口隔离和WAIM。因此，采用普通的窄波束天线单元，就可以实现简单的宽角波束扫描相控阵，而且无需使用任何额外的波束宽或去耦结构。

本发明提供一种基于近场耦合和端口自去耦的宽角波束扫描相控阵的设计方法，其中，所述宽角波束扫描相控阵包括多个结构相同的天线单元，多个所述天线单元之间的间距相等，所述设计方法包括以下步骤：

步骤S1、选择所述相控阵中的一个天线单元作为激励单元，剩余的天线单元连接匹配负载作为耦合单元，得到激励单元的有源方向图；

具体的，通过近场耦合效应获得的宽波束AEP，这是实现宽角波束扫描的关键。而在近场耦合时，通常由两种情况，即耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式相同或耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式不相同。以下将针对这两种情况进行分别介绍。

步骤S2、在耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式相同时，调整所述天线单元之间的间距来改变所述耦合单元耦合场的相位和振幅，以基于耦合单元与激励单元之间的近场耦合效应拓宽所述激励单元的有源单元方向图；

具体地，对于线性阵列，近场耦合主要发生在半径约为λ

F

其中，f

天线单元的IEP已确定。因此，可以推断E面AEP只与G(θ)有关。在下面的研究中，将对三种不同耦合情况下的G(θ)进行研究。

表1激励电流和耦合电流的振幅和相位

第一种情况是a＝b，

因此，有该式可以得到不同振幅a(假设

第二种情况是a＝b,

根据公式(5)，图3给出了不同相位差

第三种情况是a≠b,

图4给出了不同b/a比例下(假设a＝0.6,

值得一提的是，上述所有分析都同样适用H面相控阵。无论是在E面还是H面，AEP都是由激励场和耦合场产生的辐射叠加得到的，其中与近场耦合效应密切相关的耦合场起着不可忽视的作用。

因此，在步骤S2中，在天线单元为微带贴片天线，且耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式相同时，调整所述相控阵单元之间的间距来使得激励单元两侧对称分布的耦合场相位相等，耦合场与激励单元之间的相位差在120°至240°的范围内，且耦合场振幅不同时为0。

步骤S3、在耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式不同时，调整所述耦合单元工作模式的辐射方向图，以基于耦合单元与激励单元之间的近场耦合效应拓宽所述激励单元的有源单元方向图。

具体地，考虑到激励单元和耦合单元的激励源不同(具体来说，激励单元的激励源是其馈电网络，而耦合单元的激励源是激励单元的谐振近场)，耦合单元的工作模式有可能与激励单元的谐振模式不同。例如，激励DRA工作在TE

因此，在步骤S3中，耦合单元的工作模式与激励单元的工作模式不相同，激励单元工作在TE

进一步地，在本发明一实施例中，在天线单元为微带贴片天线时，所述微带贴片天线相控阵印制在PCB板的上层，并由相同的同轴探针通过插入式微带线馈电。这种插入式馈电结构可以产生新的耦合路径以抵消辐射贴片原有的耦合，使耦合MPA处的场十分微弱，从而实现相邻单元之间极低的互耦水平，提高相控阵在大扫描角度的波束增益，而无需额外的去耦结构。

进一步地，在本发明一实施例中，在天线单元为为介质谐振器天线时，每个介质谐振器天线都由一个微带耦合矩形缝隙馈电，所述微带耦合矩形缝隙缝隙刻蚀在PCB的上表面，由印刷在PCB下表面的微带线激励。激励单元工作在TE

下面以两个详细的示例来详细阐述本发明的方法。

实施例1、1×8毫米波E面MPA相控阵

本实施例设计了一个1×8毫米波E面宽角波束扫描MPA相控阵，以验证所提设计方法的可行性。

图5展示了所提出的毫米波E面MPA相控阵的结构图，它由八个相同的MPA单元组成，单元间距为s

表2所提出的毫米波E面MPA相控阵的尺寸

图6显示了所提出的E平面MPA相控阵中所有单元的仿真反射系数和相邻单元之间的传输系数。从图中可以看出，这八个单元的反射系数几乎完全相同，具有良好的阻抗匹配水平，并在25.6至26.4GHz范围内提供了3.1％的重叠-10dB阻抗带宽。此外，任意两个相邻单元之间的传输系数也非常接近，在26GHz频率下均低于-28.7dB，这表明由于自去耦效应，端口隔离度得到显著改善。图7显示了所提出的MPA相控阵在不同扫描角度0°、27°和63°下的仿真有源反射系数。可以看到，在三个采样角度下，所有天线单元都在26GHz附近实现了良好的有源阻抗匹配，在其他扫描角度下也观察到了类似的结果，这表明该MPA相控阵在端口自去耦技术的帮助下实现了WAIM。

图8显示了所提出的MPA相控阵在26GHz频率下的仿真扫描性能。从图中可以看出，主波束可以从-63°扫描到+63°，增益变化很小，仅为1.2dB，而且在较宽的扫描范围内，峰值旁瓣电平(sidelobe level，SLL)低于-10.5dB。由于实现了WAIM，-63°角的波束增益高达13.8dBi，0°角的最大波束增益高达15.0dBi。此外，该MPA相控阵还具有极化纯度高的特点。在整个扫描范围内，主极化场比交叉极化场至少高出44.5dB。

总之，所提出的MPA相控阵实现了超过126°的宽描范围(±63°，如果忽略SLL的衰减，3-dB波束扫描范围可±68°)，以及非常出色的增益和极化性能。值得注意的是，这些良好特性不能仅仅归功于MPA单元，因为其E面HPBW被限制在96°。

事实上，宽波束扫描范围的实现归功于单元间的近场耦合效应，这种耦合效应提供了宽波束AEP。为了详细说明这一原理，图9显示了中心单元5和边缘单元8的E面AEP，还包括E面IEP以供比。可以看出，与IEP相比，单元8的AEP在上半空间非常相似，而单元5的AEP波束宽度要宽得多。表III列出了单元5、单元8以及MPA相控阵中所有其他单元AEP的具体HPBW。可以看出，所有AEP的HPBW都比IEP宽，尤其是单元1-6的HPBW超过140°。虽然边缘单元7和8的AEP波束宽度分别只有121°和99°，但对所提出相控阵的扫描性能影响不大。此外，从图9可以看出，AEP和IEP的交叉极化水平相当，都低于-40dB。

表3所提出的MPA相控阵中所有单元的E面IEP和AEP的HPBW

此外，为了解释AEP的展宽机制，还研究了单元5和单元8的近场耦合效应。图10显示了当只有单元5(图10(a))或单元8(图10(b))激励时，所提出的E面MPA相控阵上的仿真电流分布。如图所示，当只有单元5激励时，右侧耦合MPA上的电流强度远大于左侧MPA上的电流强度，这是由于激励单元两侧的耦合强度不一致造成的。因此，单元5的AEP主要取决于其激励电流以及无源单元6和7上的耦合电流。在这种情况下，根据上面的分析，G(θ)可表示为(7)：

其呈现出“∞”形，从而提供了宽波束AEP。不同的是，当只有最右边的单元8受到激励时，所有无源单元上的耦合电流都非常微弱，因此G(θ)非常接近于1，对AEP的展宽作用很小，从而导致与IEP几乎一致的窄波束AEP。这些分析表明了近场耦合效应在拓宽AEP方面的重要作用，也解释了为什么不同单元具有不同的AEP(见图9)。

实施例2、1×8毫米波H面DRA相控阵

图11显示了所提出的1×8毫米波H面DRA相控阵的结构，它由八个边长为a、高为h、介电常数为ε

表4所提出的毫米波H面DRA相控阵的尺寸

图12给出了单元1-4的仿真反射系数以及所提出DRA相控阵中相邻单元之间的传输系数。在此，由于阵列与xoz平面(H面)完全对称，为清晰起见，只给出了单元1-4的相关结果。可以看出，所有这四个单元都匹配良好，其重合的-10dB阻抗带宽为14.6％，频率范围为24.2-28.0GHz。此外，由于采用了端口自去耦技术，任意两个相邻单元之间的隔离度在26GHz时都超过了25.7dB。如图13所示，DRA单元在0°、28°和61°不同扫描角度下也实现了良好的有源阻抗匹配。

图14给出了所提出的DRA相控阵在26GHz时的扫描性能。如图所示，主波束可从-61°扫描到+61°。在宽扫描范围内，增益变化仅为1.6dB，峰值SLL为-9.1dB。同样，由于采用自去耦技术实现了WAIM，0°时的最大波束增益高达15.8dBi，在大角度61°时的波束增益高达14.2dBi。有关25，26，27GHz波束扫描性能的详细信息，请参见表5。值得注意的是，我们还对其他频率进行了研究，为简洁起见，此处不再赘述。结果表明，所提出的DRA相控阵实现了宽达12.7％的±60°波束扫描带宽(在整个频带内，3-dB波束扫描范围超过±60°)，频率范围为24.2至27.5GHz。

表5所提出的毫米波H面DRA相控阵在25、26和27GHz时的扫描性能

与实施例1中提出的E面MPA相控阵一样，在近场耦合作用下，H面DRA相控阵的宽角波束扫描能力也归功于展宽的AEP。图15显示了单元1和4在26GHz时的H面AEP以及H面IEP。可以看出，单元1和4的AEP波束宽度都比IEP波束宽度宽得多。为了进行清晰的比较，表6列出了有关H面IEP和AEP的HPBW的具体信息。可以发现，在26GHz时，1-4单元的AEP的HPBW都比IEP宽30°以上。在25和27GHz下也观察到类似的结果，值得注意的是，在27GHz时，虽然单元1的AEP只有95°，但仍比IEP宽24°。此外，边缘单元相对较窄的AEP对DRA相控阵的波束扫描性能没有实质性影响，因为其他具有宽波束AEP的单元可以弥补这一缺陷。

表6

在25，26和27GHz时，所提出的H面DRA相控阵中1-4单元的H面IEP

和AEP的HPBW

在DRA相控阵中，从图15和表6中可以看出，中央单元(单元4)的AEP波束宽度比边缘单元(单元1)的宽。与MPA阵列类似，这也是由于它们的近场耦合环境(位置)不同造成的。图16显示了只激励单元4(图16(a))或单元1(图16(b))时DRA阵列中的仿真磁场分布。如图所示，激励单元(单元4或单元1)的工作模式与耦合单元的工作模式不同，分别为TE

P

图17(a)和(b)分别显示了耦合单元3和5的等效辐射模型及其H面辐射方向图。从图17(b)中可以看出，轴视方向出现了辐射零点，最大辐射出现在±60°和±120°处。当该方向图与激励单元4的IEP叠加时，±60°和±120°附近的增益得到加强，而轴视方向的增益几乎保持不变，从而使AEP更加均匀。这也解释了为什么单元4的AEP在±120°附近具有相对较高的增益(见图15)。如图16(b)所示，当只有单元1被激励时，无源单元2中也会形成+x方向的相似磁流M，因此单元1的AEP也会增宽。但不同的是，由于单元1的左侧没有无源单元，因此单元1的AEP展宽效果略低于单元4，导致HPBW相对较窄。这些结果表明，即使耦合模式与激励模式不同，通过叠加它们的互补辐射方向图，仍然可以实现宽波束AEP。

本发明提出了一种新型的宽角波束扫描相控阵设计方法，其中巧妙地利用了天线单元之间的近场耦合效应来实现宽波束AEP，同时通过自去耦技术减小端口耦合，从而获得WAIM。在此基础上，设计了E面MPA相控阵和H面DRA相控阵。结果表明，无需任何寄生结构和有源控制电路，这两种相控阵都能实现良好的波束扫描性能。MPA相控阵可从-64°扫描到+64°，增益波动低至1.0dB，而DRA相控阵可从-60°扫描到+60°，在2.7％的宽频带内增益波动低于3dB。此外，MPA和DRA相控阵还分别获得了14.5dBi和15.8dBi的高波束增益以及-8.3dB和-9.1dB的低SLL。这种新颖的设计方法除了具有结构简单的巨大优势外，还具有良好的通用性。利用它不仅可以实现一维广角扫描阵列，还可能实现二维广角扫描阵列和宽带广角扫描阵列。最后，需要强调的是，在我们的设计中，天线单元之间的场耦合和端口耦合是分开分析和处理的，在利用前者的同时抑制了后者。这为今后研究自去耦技术和宽角扫描相控阵打开了一扇新窗口。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。