一种优化反馈零点补偿电路总谐波失真的方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，具体但不限于涉及一种优化反馈零点补偿电路总谐波失真的方法。

背景技术

图1示出了一种boost电路，该电路开关管Q1的导通由电源芯片控制。图2示出了电源芯片工作原理的简易示意图，反馈电阻R1和反馈电阻R2将输出电压Vout变换成反馈电压Vfb，电源芯片接收到反馈电压Vfb，并将预设的基准电压Vref与反馈电压Vfb输入到误差放大器GM中，生成差值电压Ve。差值电压Ve与预设的锯齿波电压进行比较，生成方波信号，电源芯片通过该方波信号控制开关管Q1的导通/关断。

boost电路通过上述反馈环路能够满足开关管Q1控制的基本需求，然而，由于电路负载是处于变化中的，如果输出功率不断增加，输出电压的纹波也会不断增大。如此，会导致反馈电压Vfb发生波动，继而影响差值电压Ve。如图3所示，差值电压Ve1是理想电压，差值电压Ve1与锯齿波电压进行比较后，生成的是理想方波信号PWM1；差值电压Ve2是受扰动的实际电压，生成的是实际方波信号PWM2。可以看到，由于输出电压纹波的干扰，导致控制开关管Q1的方波信号发生了改变，继而使得boost电路的导通时间不稳定，加大了总谐波失真。

如图4所示，为了减小输出电压纹波的影响，常用的方法是增加一个补偿电压Vc叠加于差值电压Ve中，由此生成电压Vcomp，再将电压Vcomp与锯齿波电压进行比较生成方波信号。然而，通常补偿电压Vc是凭借经验随意给的电压值，新的电压Vcomp经常发生欠补偿或过补偿的现象，继而实际的导通时间与理想值仍存在较大偏差，未有效抑制总谐波失真。

有鉴于此，需要提供一种新的结构或控制方法，以期解决上述至少部分问题。

发明内容

至少针对背景技术中的一个或多个问题，本发明提出了一种优化反馈零点补偿电路总谐波失真的方法，能够减小输出电压纹波的影响，优化总谐波失真。

本发明提出了一种优化反馈零点补偿电路总谐波失真的方法，包括以下步骤：

获取反馈零点补偿电路的输入电压和反馈零点补偿电路的输出功率；

基于所述输入电压和所述输出功率计算输出电压的波动值；

基于输出电压的波动值计算差值电压的波动值；

基于差值电压的波动值获取反馈零点补偿电路的补偿电压，通过所述补偿电压补偿差值电压的波动值，以优化总谐波失真。

可选地，所述基于所述输入电压和所述输出功率计算输出电压的波动值包括：获取反馈零点补偿电路的供电电容电容量、所述供电电容的内阻、供电电感的电感量、反馈零点补偿电路的输出电压以及反馈零点补偿电路的转化效率；根据公式u＝(p

可选地，所述基于差值电压的波动值获取反馈零点补偿电路的补偿电压包括：基于差值电压的波动值获取反馈零点补偿电路的补偿电压；其中，所述补偿电压与所述差值电压的波动值大小相等，极性相反。

可选地，所述基于差值电压的波动值获取反馈零点补偿电路的补偿电压包括：在所述输出功率中取样第一功率，在所述输入电压中取样第一电压，基于所述第一功率和所述第一电压获取所述差值电压的第一波动值；在所述输出功率中取样第二功率，在所述输入电压中取样第一电压，基于所述第二功率和所述第一电压获取所述差值电压的第二波动值；基于所述第一波动值、所述第二波动值获取第一补偿电压和第二补偿电压；其中，所述第一补偿电压与所述第一波动值的大小相等、极性相反，所述第二补偿电压与所述第二波动值的大小相等、极性相反；基于所述第一补偿电压和所述第二补偿电压获取反馈零点补偿电路的全功率补偿电压，其中，所述全功率补偿电压的数值为基于所述第一补偿电压和所述第二补偿电压构建的线性函数关系式。

可选地，所述基于差值电压的波动值获取反馈零点补偿电路的补偿电压包括：在所述输出功率中取样第一功率，在所述输入电压中取样第一电压，基于所述第一功率和所述第一电压获取所述差值电压的第一波动值；在所述输出功率中取样第二功率，在所述输入电压中取样第一电压，基于所述第二功率和所述第一电压获取所述差值电压的第二波动值；基于所述第一波动值、所述第二波动值获取第一补偿电压和第二补偿电压；其中，其中，所述第一补偿电压与所述第一波动值的大小相等、极性相反，所述第二补偿电压与所述第二波动值的大小相等、极性相反；基于所述第一补偿电压和所述第二补偿电压获取反馈零点补偿电路的全功率补偿电压，其中，所述全功率补偿电压的数值为所述第一补偿电压和所述第二补偿电压的平均值。

可选地，所述基于差值电压的波动值获取反馈零点补偿电路的补偿电压包括：在所述输出功率中取样第一功率，在所述输入电压中取样第一电压，基于所述第一功率和所述第一电压获取所述差值电压的第一波动值；在所述输出功率中取样第二功率，在所述输入电压中取样第一电压，基于所述第二功率和所述第一电压获取所述差值电压的第二波动值；在所述输出功率中取样第三功率，在所述输入电压中取样第一电压，基于所述第三功率和所述第一电压获取所述差值电压的第三波动值；基于所述第一波动值、所述第二波动值、第三波动值获取第一补偿电压、第二补偿电压和第三补偿电压；其中，所述第一补偿电压与所述第一波动值的大小相等、极性相反，所述第二补偿电压与所述第二波动值的大小相等、极性相反，所述第三补偿电压与所述第三波动值大小相等、极性相反；当输出功率介于第一功率和第二功率之间时，基于所述第一补偿电压和所述第二补偿电压获取反馈零点补偿电路的第一段功率补偿电压，其中，所述第一段功率补偿电压的数值为所述第一补偿电压和所述第二补偿电压的平均值；当输出功率介于第二功率和第三功率之间时，基于所述第二补偿电压和所述第三补偿电压获取反馈零点补偿电路的第二段功率补偿电压，其中，所述第二段功率补偿电压的数值为所述第二补偿电压和所述第三补偿电压的平均值。

本发明提出的一种优化反馈零点补偿电路总谐波失真的方法，通过获取反馈零点补偿电路的输入电压和反馈零点补偿电路的输出功率，并基于该输入电压和输出功率计算输出电压的波动量，然后基于输出电压的波动量计算差值电压的波动量，以差值电压的波动量获取反馈零点补偿电路的补偿电压。通过补偿电压补偿差值电压的波动量，能够减小输出电压纹波的影响，使得反馈零点补偿电路的导通时间更稳定，有效优化总谐波失真。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，与说明描述一起用于解释本发明的实施例，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1示出了一种boost电路结构示意图；

图2示出了一种电源芯片内部结构示意图；

图3示出了方波信号生成过程示意图；

图4示出了一种具有补偿电压的电源芯片内部结构示意图；

图5示出了供电电容的放电电流和充电电流示意图；

图6示出了供电电感在充放电过程中的电感电流大小示意图；

图7示出了不同输入电压和不同输出功率下输出电压的实时波动量图；

图8示出了不同输入电压和不同功率下输入电压峰值处的电压波动量图；

图9示出了差值电压的波动量图；

图10示出了同一输入电压和同一输出功率下补偿电压的补偿动量图；

图11示出了根据本发明一实施例的优化反馈零点补偿电路总谐波失真方法的流程步骤图；

图12示出了输入电压峰值处补偿量与输出功率的关系图；

图13示出了同一输出功率下补偿量与输入电压的关系图；

图14示出了根据本发明一实施例的优化反馈零点补偿电路总谐波失真方法的补偿电压的函数关系式示意图；

图15示出了无补偿电路(FIB5方案)和补偿电路(FIB7方案)在不同功率下的总谐波失真图。

具体实施方式

为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。

该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。不同实施例的组合、不同实施例中的一些技术特征进行相互替换，相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述和保护的范围内。

说明书中的“耦接”或“连接”既包含直接连接，也包含间接连接。间接连接为通过中间媒介进行的连接，如通过电传导媒介如导体的连接，其中电传导媒介可含有寄生电感或寄生电容，也可通过说明书中实施例所描述的中间电路或部件的连接；间接连接还可包括可实现相同或相似功能的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、信号放大电路、跟随电路等电路或部件的连接。“多个”或“多”表示两个或两个以上。

前文提及，要想减小输出电压纹波的影响，则需要对差值电压Ve进行补偿。如何恰当的进行补偿，需要深入研究引起输出电压纹波的因素，下文将探讨引起输出电压纹波的因素。

(1)第一部分，电容电荷量引起的输出电压波动

回到图1，当开关管Q1导通时，输入电压给电感L1充电，负载由供电电容C1供能。供电电容C1向负载供能的过程中，电荷量会减小，导致供电电容C1上的电压降低，这一过程会造成输出电压的波动。

如图5所示，在理想状态下，电感充电时输出电流全由供电电容C1提供，因此此过程供电电容C1的放电电流大小等于输出电流i

(2)第二部分，电容充放电过程中电容内阻引起的输出电压波动

当开关管Q1导通时，前文提到，供电电容C1放电，供电电容C1的放电电流大小等于输出电流i

当开关管Q1关断时，由电感L1为负载供能。理想状态下，在开关管Q1导通和关断期间，输出电流i

将开关管Q1导通时和开关管Q1关断时的上述电压波动合并，获得u

为了方便计算，以临界模式来说明电感电流与输入电压的关系。如图6所示，在开关管Q1导通期间，电感电流由零线性升高，在开关管关断期间，电感电流线性降低至零。根据电感公式u＝l×d

上述两部分共同引起了输出电压纹波，为了利于分析，对第一部分和第二部分的电压波动进行合并。

输出电压的波动电压总量u＝u

根据电感公式u＝l×d

综上，输出电压的波动电压总量u＝u

由于参数c

虽然输出电压的波动电压总量公式已经得到，但存在两个变量，仍然不直观，接下来绘图分析。

图7示出了不同输入电压、不同输出功率下，输出电压的实时波动量图。图中，从上至下输入电压、输出功率的参数依次为(198V，200W)、(230V，200W)、(264V，200W)、(230V，100W)、(230V，60W)、(230V，20W)。很显然，参照前三组数据，可以得到结论：输入电压越高，输出电压的波动量越小；参照后三组数据，可以得到结论：输出功率越高，输出电压的波动量越大。

取图7中峰值处的输入电压继续研究输出功率与输出电压波动量的关系。如图8所示，从上至下输入电压依次为198V、230V和264V。可以看到，若输入电压能够恒定输入，则输出功率与输出电压波动量成线性关系，即y＝kx，且输入电压越高，k值越小。

上文对引起输出电压波动量的因素进行了探讨，接下来探讨如何进行补偿。

补偿电压Vc是对差值电压Ve进行补偿，在输出电压到差值电压Ve之间，还存在反馈电阻R1、R2造成的反馈系数和误差放大器GM造成的负系数。在考虑了反馈系数和负系数后，差值电压Ve的波动量如图9所示。

补偿电压Vc的目的就是消除差值电压Ve的波动量。因此，如图10所示，在同一输入电压和同一输出功率下，理想的补偿电压Vc应该是一个与差值电压Ve的波动量大小相等，极性相反的电压。

基于上文对补偿电压的论证，参照图11，本发明提出一种优化反馈零点补偿电路总谐波失真的方法，包括以下步骤：

获取反馈零点补偿电路的供电电容电容量、供电电容的内阻、供电电感的电感量、反馈零点补偿电路的输出电压、输入电压、输出功率以及反馈零点补偿电路的转化效率；

根据公式u＝(p

基于输出电压的波动量计算差值电压的波动量，差值电压的波动量u

基于差值电压的波动量设计反馈零点补偿电路的补偿电压；其中，补偿电压与差值电压的波动量大小相等，极性相反。

通过对差值电压补偿一个与差值电压波动量大小相等，极性相反的补偿电压，能够完全抵消输出电压波动量对差值电压的扰动。然而，在实际电路中难以实现该操作。一方面，电源芯片的管脚有限，难有多余的管脚去实时获取输入电压和输出功率的数值；另一方面，获取的输入电压和输出功率的数值也与实际的数值有偏差，因此不可能完全抵消输出电压纹波的影响。

考虑到更易实现的需求，本发明提出另一种优化反馈零点补偿电路总谐波失真的方法，与前述方法不同之处在于，本方法不执着于实时获取输入电压和输出功率，而是通过构建函数关系式去拟合理论上的补偿电压，虽然通过此方法构建的补偿电压与理论上的补偿电压存在偏差，但仍然能够减小输出电压纹波的影响，有效优化总谐波失真。

前文提及，输出电压纹波与输入电压和输出功率有关，存在两个变量，构建的函数关系式过于复杂，不易实现。可以先控制一个变量恒定，图12示出了输入电压恒定，补偿电压与输出功率的关系图；图13示出了输出功率恒定，补偿电压与输入电压的关系图。很明显，图12显示为线性关系，容易构建函数关系式，而图13显示为负相关，不容易构建函数关系式，因此以一个恒定值去替代输入电压，然后构建函数关系式去拟合理论上的补偿电压，就是本方法的方向。

如图14所示，显示了在一恒定电压下，输出功率Po与补偿电压Vc的关系图，其中，X0为补偿电压Vc的理论值。由于X0为线性关系，因此任意在X0上取样两点，就能构建出X0的函数关系式，基于此:

在一实施例中，在输出功率中取样第一功率，在输入电压中取样第一电压，基于第一功率和第一电压求取差值电压的第一波动值；在输出功率中取样第二功率，在输入电压中取样第一电压，基于第二功率和第一电压求取差值电压的第二波动值。在同一电压下(即第一电压下)，在输出功率中取样第一功率和第二功率，先求出差值电压的第一波动值和第二波动值，再基于第一波动值、第二波动值获取相对应的第一补偿电压和第二补偿电压。求出了补偿电压的两点，就能通过这两点构建出全功率范围内的补偿电压关系式，即y＝kx,通过关系式y＝kx去拟合理论补偿电压。上述过程在图14中表现为以X1去拟合X0。具体地，通常第一电压选择输入电压的有效值，第一功率、第二功率选择负载为零和负载满载下的功率。

在一实施例中，在输出功率中取样第一功率，在输入电压中取样第一电压，基于第一功率和第一电压求取差值电压的第一波动值；在输出功率中取样第二功率，在输入电压中取样第一电压，基于第二功率和第一电压求取差值电压的第二波动值；基于第一波动值、第二波动值获取相对应的第一补偿电压和第二补偿电压；将第一补偿电压和第二补偿电压的平均值作为反馈零点补偿电路的全功率补偿电压。有时候，电路并非工作在零负载与满负载之间，例如，有些单一工况的电路，稳态下工作在50％的负载下。对于这种简单的工况，可以在负载50％的附近取样第一功率和第二功率，并将第一功率、第二功率对应的补偿电压的平均值作为补偿值，即y＝k，这一过程在图14中表现为以X2去拟合X0。

在实施例中，由于在零负载和满负载的情况下，反馈电压的波动量相差很大，如果仅靠一个函数表达式去拟合理论补偿电压，往往造成很大的误差，因此本实施例采用分段函数去拟合理论补偿电压。具体地，在输出功率中取样第一功率，在输入电压中取样第一电压，基于第一功率和第一电压求取差值电压的第一波动值；在输出功率中取样第二功率，在输入电压中取样第一电压，基于第二功率和第一电压求取差值电压的第二波动值；在输出功率中取样第三功率，在输入电压中取样第一电压，基于第三功率和第一电压求取差值电压的第三波动值。基于第一波动值、第二波动值、第三波动值获取相对应的第一补偿电压、第二补偿电压和第三补偿电压。当输出功率介于第一功率和第二功率之间时，将第一补偿电压和第二补偿电压的平均值作为反馈零点补偿电路的第一段功率补偿电压；当输出功率介于第二功率和第三功率之间时，将第二补偿电压和第三补偿电压的平均值作为反馈零点补偿电路的第二段功率补偿电压。也就是说，抽样三点，再通过设计y＝k1，y＝k2的函数去拟合实际补偿电压，这一过程在图14中表现为以X3去拟合X0。如图15所示，FIB5是无补偿的电路数据，FIB7是以函数y＝k的方式补偿的电路数据。当负载在40％以下时，未经过补偿的电路总谐波失真更低；当负载在50％以上时，经过补偿的电路总谐波失真更低。这是因为在轻载时，使用y＝k的补偿方式容易造成过补偿。如果采用本实施例中的思想，即分段补偿，在负载在40％以下时不进行补偿，在负载在40％以上时进行补偿，则在整个功率范围内，电路的总谐波失真会更低。

本领域技术人员应当知道，说明书或附图所涉逻辑控制中的“高电平”与“低电平”、“置位”与“复位”、“与门”与“或门”、“同相输入端”与“反相输入端”等逻辑控制可相互调换或改变，通过调节后续逻辑控制而实现与上述实施例相同的功能或目的。

这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。说明书中所涉及的效果或优点等相关描述可因具体条件参数的不确定或其它因素影响而可能在实际实验例中不能体现，效果或优点等相关描述不用于对发明范围进行限制。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。