一种功率因数校正电路及其方法

技术领域

本发明涉及一种功率因数校正电路及其方法，特别是一种用于升压转换器的功率因数校正电路。

背景技术

电源供应器通常用于将电源插座提供的交流电转换为电器设备可用的直流电。电源供应器设计的其中一个重要考虑因素是如何有效地将电压输送到电源供应器。为了提高电压的传输效率，可以在电源供应器中使用功率因数校正(PFC)电路，试图使电流波形的形状尽可能地趋近于电压波形的形状。

通常PFC电路设计为包括一电源开关，该电源开关被控制在一关闭状态以及一开启状态之间切换，以便将从配电线路传输的一失真输入电流波形转换为更理想的电流波形，其类似于输入电压波形的形状。更具体地，该电源开关耦接到一能量传递元件以将能量传递到该电源供应器的输出。然而，PFC电路在运行期间会因寄生电容而在功率开关中产生开关损耗(switching losses)。通常，寄生电容可以被定义为电器元件的各个部分之间由于彼此接近而存在的不需要的电容。在能量传递元件中也产生了额外的损失。

升压拓扑(boost topology)非常广泛地用于PFC，因为输入电流是电感电流。为了获得良好的功率因数，输入电流需要与输入电压成正比，并遵循输入电源电压的正弦波形(sinusoidal shape)。对于不连续模式(discontinuous mode)升压操作，由于需要保持时间乘积与总时间周期常数的比率，开关控制方案不容易实现。

发明内容

根据本发明一实施例的功率因数校正电路包括：一电力电路，包括一经由一电感耦合至一输出端的一输入端，该输入端被配置为从一交流电源接收一整流输入电压，且该输出端被配置为将一调节直流输出电压传送至一负载，该电力电路还包括耦合在该电感跟一接地之间的一控制开关，其中该控制开关具有一导通时间、一关断时间及一死区时间，该电感的电流在该导通时间内增加，该电感的电流在该关断时间内减少，而该电感的电流在该死区时间内实质上保持不变；一电压时间转换电路，接收一参考电压及输出一直流电压，该直流电压与该控制开关的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例；以及一控制电路，接收该直流电压并控制该控制开关的该导通时间与该直流电压成比例。

在一实施例中，该控制电路还包括一连接在该电感和该输出端之间的二极体以及一连接在该输出端和该接地之间的电容，其中该控制开关耦接至该电感及该二极体。

在一实施例中，该电压时间转换电路包括一在一时间期间导通的第一开关以及一当该第一开关关断时导通的第二开关，该时间期间等于该导通时间加上该关断时间。

在一实施例中，该电感的电流在该死区时间内实质上为零。

在一实施例中，该整流输入电压被功率因数校正成具有实质上等于1的功率因数。

在一实施例中，该参考电压与该整流输入电压的平方成比例。

根据本发明另一实施例的功率因数校正电路包括：一电力电路，包括一经由一电感耦合至一输出端的一输入端，该输入端被配置为从一交流电源接收一整流输入电压，且该输出端被配置为将一调节直流输出电压传送至一负载，该电力电路还包括耦合在该电感跟一接地之间的一控制开关，其中该控制开关具有一导通时间、一关断时间及一死区时间，该电感的电流在该导通时间内增加，该电感的电流在该关断时间内减少，而该电感的电流在该死区时间内实质上保持不变；以及一控制电路，控制该控制开关的该导通时间，使该控制开关的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例。

在一实施例中，该控制电路还包括一连接在该电感和该输出端之间的二极体以及一连接在该输出端和该接地之间的电容，其中该控制开关耦接至该电感及该二极体。

在一实施例中，该控制电路还包括一连接在该电感和该输出端之间的二极体以及一连接在该输出端和该接地之间的电容，其中该控制开关耦接至该电感及该二极体。

在一实施例中，该电感的电流在该死区时间内实质上为零。

在一实施例中，该整流输入电压被功率因数校正成具有实质上等于1的功率因数。

在一实施例中，还包括一电压时间转换电路，接收一参考电压及输出一直流电压，该直流电压与该控制开关的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例。

在一实施例中，该参考电压与该整流输入电压的平方成比例。

根据本发明又一实施例的操作功率因数校正电路的方法包括以下步骤：在一电力电路的一输入端接收来自于一交流电源的一整流输入电压；在一功率因数校正电路的一输出端向一负载提供一调节直流输出电压；利用控制一电感中的一电流的一控制开关来控制该调节直流输出电压，其中该电感耦合在该输入端与该输出端之间，且其中该控制开关具有一导通时间、一关断时间及一死区时间，该电感的电流在该导通时间内增加，该电感的电流在该关断时间内减少，而该电感的电流在该死区时间内实质上保持不变；以及控制该控制开关的该导通时间，使该控制开关的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例。

在一实施例中，该电力电路还包括一连接在该电感和该输出端之间的二极体以及一连接在该输出端和该接地之间的电容，其中该控制开关耦接至该电感器及该二极体。

在一实施例中，该电力电路还包括一电压时间转换电路，包括一在一时间期间导通的第一开关以及一当该第一开关关断时导通的第二开关，该时间期间等于该导通时间加上该关断时间。

在一实施例中，该电感的电流在该死区时间内实质上为零。

在一实施例中，该整流输入电压被功率因数校正成具有实质上等于1的功率因数。

在一实施例中，该功率因数校正电路还包括一电压时间转换电路，接收一参考电压及输出一直流电压，该直流电压与该控制开关的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例。

在一实施例中，该参考电压与该整流输入电压的平方成比例。

附图说明

图1为本发明一实施例的功率因数校正系统的示例示意图。

图2为图1的补偿单元的示例示意图。

图3为图1的乘法单元的示例示意图。

图4为本发明一实施例的升压转换器的电感电流。

图5为本发明一实施例的功率因数校正电路的示例示意图。

图6为本发明一实施例的操作功率因数校正电路的方法流程图。

图7为本发明一实施例的功率因数校正电路的示例示意图。

图8为本发明一实施例的功率因数校正电路的示例示意图。

图9为图8的电路中的波形示意图。

图10为本发明一实施例的功率因数校正系统的示例示意图。

图11为本发明一实施例用于产生参考电压的电路示例的示意图。

具体实施方式

应当理解的是，尽管在本文中使用“第一”、“第二”等用语来描述各种元件，但该些用语并非用于限制该些元件。该些用语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，可将第一元件解释为第二元件，类似地，也可将第二元件解释为第一元件，而不脱离本发明的范围。

如本文所用的用语“及/或”包括任何一个或多个相关列出的项目及其所有组合。

还将理解，当一个元件被称为“连接”或“耦接”到另一个元件时，它可以直接连接或耦接到另一个元件，或者可以存在中间元件。相反，当一个元件被称为“直接连接”或“直接耦接”到另一个元件时，不存在中间元件。

在本文中，对各种实施例的描述中所使用的用语只是为了描述特定示例的目的，而并非旨在进行限制。除非上下文另外明确地表明，或刻意限定元件的数量，否则本文所用的单数形式“一”、“该”也包含复数形式。将进一步理解，用语“包括”及/或“包含”在本文中使用时指出了所叙述的特征、元件及/或组件的存在，但不排除再一个或多个其他特征、元件、组件及/或它们的群组的添加或存在。不定冠词和定冠词应包括复数和单数，除非从上下文中清楚地看出相反的情况。

在本发明的一方面，为了解释目的而在此公开的方法以及装置使用控制技术来提高功率因数校正(PFC)电路的效率。在以下描述中，阐述许多具体细节以提供对本发明彻底地理解。然而，对于本领域普通技术人员来说，显然不需要使用具体细节来实践本发明。为了避免混淆本发明，没有详细描述与实施相关的习知方法。

图1为本发明一实施例的功率因数校正系统的示例示意图。该系统900包括一功率因数校正电路901、一平方分压器902、一补偿单元903、一放大器904、两个电阻器905a、905b、一电容器906、一电感器907以及一电晶体908。图2揭示该补偿单元903的一示例，图3揭示该平方分压器902的一示例。该补偿单元903包括两个电容器9031、9032以及一电阻器9033。该平方分压器902包括一电阻器9021以及一开关9022，该平方分压器902被配置为产生一电压的倒数。

该PFC电路可以藉由循环地充电及放电操作一电感器，每个操作周期包括一充电期间以及一放电期间，在该充电期间中，该电感器中的电流将能量从一电源传输到该电感器，在该放电期间中，该电感器中的电流将能量从该电感器传输到一负载。

该操作周期的该充电期间以及该放电期间构成该操作周期，通常该PFC电路在连续导通模式(CCM)或边界导通模式(BCM)下操作。在CCM以及BCM中，该放电期间紧跟在每个循环的该充电期间之后，而下一个操作周期的该充电期间紧跟在一操作周期的该放电期间之后。

在CCM中，该电感器中的电流在该操作周期内不会下降到零，而在BCM中，该电流在每个操作周期的该放电期间结束时会下降到零，然后在后续的操作周期的充电期间开始时立即恢复。BCM可以说是在CCM以及非连续导通模式(DCM)之间的边界操作。

非连续导通模式(DCM)发生在当该操作周期可能包括该电感器不充电也不放电的相当长的一期间，在该期间的净电感电流为零。因此，在DCM中操作的PFC电路中，每个操作周期包括一充电期间、一放电期间以及一零电流期间。

参阅图4，揭示在DCM下操作时该升压转换器中的一电感电流。对于在该临界导通模式(CrM)下运行的该升压转换器，t3＝0或T＝t1+t2，平均输入电流由以下表达式计算：

L是该升压转换器中的该电感的电感值。I

为了实现该平均输入电流与该平均输入电压成正比，在理想情况下，使

本发明的目的是提供一种PFC电路，使得上述式子中的常数C的变化可以最小化。换言之，线性关系会得到改善且更加一致。

在本发明中，在CrM或DCM下操作的功率因数校正电路被配置为基本上根据以下关系式调整该导通周期T

分子中的该第一参数包括至少一第一制程相关(process-dependent)参数，分母中的该第二参数包括至少一第二制程相关参数。例如，该第一参数可以是单一个制程相关参数，或者是两个或多个不同的制程相关参数与或不与其他系数的乘积。类似地，该第二参数可以是单一个制程相关参数，或者是两个或多个不同的制程相关参数与或不与其他系数的乘积。

该第一制程相关参数以及该第二制程相关参数是与该功率因数校正电路中的不同组件相关联的等效电特性(equivalent electrical characteristic)或电路参数(circuit parameters)。例如，该第一制程相关参数以及该第二制程相关参数可以包括在电路中不同元件(一第一元件以及一第二元件)的一第一电阻以及一第二电阻，该电阻可以替换为电容、跨导系数、电压等。

按照上述关系式的形式，出现在分子以及分母中的电路元件系数将相等，从而可以将制程变化的影响降到最低。

图5揭示根据一实施例的功率因数校正电路，包括一电力电路1、一电压时间转换电路2以及一控制电路3。

该电力电路1包括一输入端1a以及一输出端1b，该输入端1a经由一电感1c耦合至该输出端1b，该输入端1a被配置为从一交流电源接收一整流输入电压，且该输出端1b被配置为将一调节直流输出电压传送至一负载1d，该电力电路1还包括耦合在该电感1c跟一接地1e之间的一控制开关1f。该控制开关1f具有一导通时间、一关断时间及一死区时间，该电感1c的电流在该导通时间内增加，该电感1c的电流在该关断时间内减少，而该电感1c的电流在该死区时间内实质上保持不变。

该电压时间转换电路2接收一参考电压及输出一直流电压，该直流电压与该控制开关1f的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关1f的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例，即该直流电压与

该控制电路3接收该直流电压并控制该控制开关1f的该导通时间与该直流电压成比例。

在一实施例中，该控制电路3还包括一连接在该电感1c和该输出端1b之间的二极体3a以及一连接在该输出端1b和该接地1e之间的电容3b，该控制开关1f耦接至该二极体3a及该电容3b。

在一实施例中，该电压时间转换电路2包括一在一时间期间导通的第一开关2a以及一当该第一开关关断时导通的第二开关2b，该时间期间等于该导通时间加上该关断时间。

在一实施例中，该电感1c的电流在该死区时间内实质上为零，且该整流输入电压被功率因数校正成具有实质上等于1的功率因数，该参考电压与该整流输入电压的平方成比例。

图6揭示根据一实施例的操作功率因数校正电路的方法流程图，配合参阅图5该方法包括以下步骤：

在一电力电路1的一输入端1a接收来自于一交流电源的一整流输入电压(操作4a)。接着，在一功率因数校正电路的一输出端1b向一负载1d提供一调节直流输出电压(操作4b)。利用控制一电感1c中的一电流的一控制开关1f来控制该调节直流输出电压，该电感1c耦合在该输入端1a与该输出端1b之间，且该控制开关1f具有一导通时间、一关断时间及一死区时间，该电感1c的电流在该导通时间内增加，该电感1c的电流在该关断时间内减少，而该电感1c的电流在该死区时间内实质上保持不变(操作4c)。然后，控制该控制开关1f的该导通时间，使该控制开关1f的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例(操作4d)。

在一实施例中，该控制电路3还包括一连接在该电感1c和该输出端1b之间的二极体3a以及一连接在该输出端1b和该接地1e之间的电容3b，该控制开关1f耦接至该二极体3a及该电容3b。

在一实施例中，该功率因数校正电路还包括一电压时间转换电路2，接收一参考电压及输出一直流电压，该直流电压与该控制开关1f的该导通时间与该关断时间的一总和除以该控制开关的该导通时间、该关断时间与该死区时间的一总和成比例。

在一实施例中，该电压时间转换电路2包括一在一时间期间(time period)导通的第一开关2a以及一当该第一开关2a关断时导通的第二开关2b，该时间期间等于该导通时间加上该关断时间。

在一实施例中，该电感1c的电流在该死区时间内实质上为零，且该整流输入电压被功率因数校正成具有实质上等于1的功率因数，该参考电压与该整流输入电压的平方成比例。

以下以更具体的实施例来说明本发明的功率因数校正电路的举例。

图7揭示根据一实施例的功率因数校正电路。该功率因数校正电路包括一电压转换装置100、一电压时间转换装置200以及一电压时间倍增器300。在本发明的一些实施例中，该电压转换装置100是一时间电压转换器(time to voltage converter)。

该电压转换装置100被配置为根据该升压转换器的一导通周期T

该电压时间转换装置200包括一第二运算跨导放大器201、一第三复位开关202、一第三电容器203以及一第一比较器204。该第二运算跨导放大器201具有一非反相输入201a、一反相输入201b以及一输出201c。该非反相输入端201a耦接至该节点101b上的输出电压，该反相输入201b接地。该第三复位开关202耦接该第二运算跨导放大器201的该输出201c。该第三电容器203耦接该输出201c以及该第三复位开关202之间的一节点200a。该第一比较器204具有一非反相输入204a、一反相输入204b以及一输出204c。该反相输入204b耦接该节点200a。

该电压时间倍增器300包括一第一运算跨导放大器301、一第二开关302、一第二复位开关303、一第二电容器304、一第二保持电容器305以及一第二采样开关306。该第一运算跨导放大器301具有一非反相输入301a、一反相输入301b以及一输出301c。如图1所示，该非反相输入301a被配置为从该平方分压器902的该输出接收一误差电压。该反相输入301b接地。该第二开关302耦接该输出301c且藉由一控制信号驱动以导通第二开关302一时间T。该第二复位开关303耦接该第二开关302且藉由该复位信号驱动。该第二电容器304耦接该第二开关302以及第二复位开关303之间的一节点300a。该第二采样开关306耦接至该节点300a且藉由该采样信号驱动。该第二保持电容器305耦接该第二采样开关306。该非反相输入204a耦接该第二采样开关306以及该第二保持电容器305之间的一节点300b。该第一比较器204的该输出204c产生一具有该导通周期T

在本实施例中，在CrM或DCM操作下的功率因数校正电路被配置为根据以下关系式调整该导通周期T

C

参阅图8，揭示根据一实施例的PFC电路。该PFC电路包括一电压转换装置100以及一电压时间转换装置200。在本发明的一些实施例中，该电压转换装置100是一时间电压转换器。

该电压转换装置100包括一第一转换单元1001以及一第二转换单元1002。该第一转换单元1001包括一第一电流源101、一第一开关102、一第一复位(reset)开关103、一第一电容器104、一第一采样开关106以及一第一保持电容器105。该第一电流源101被配置为接收一供电电压并产生一第一恒定输出电流。该第一开关102耦接该第一电流源101且藉由一控制信号控制使该第一开关102在该导通周期T

该第二转换单元1002包括一第二电流源401、一第四开关402、一第四复位开关403、一第四电容器404、一第三采样开关406以及一第二保持电容器405。该第二电流源401用于接收一供电电压并产生一第二恒定输出电流。该第四开关402耦接该第二电流源401且藉由该控制信号驱动而导通该开关该周期T。该第四复位开关403耦接该第四开关402且藉由该复位信号驱动。该第四电容器404耦接该第四开关402。该第三采样开关406耦接该第四开关402、该第四复位开关403以及第四电容器404之间的一节点400a且藉由该采样信号驱动。该第二保持电容器405耦接该第三采样开关406。该第四复位开关403、该第四电容器404以及该第二保持电容器405并联连接。

该电压时间转换装置200包括一第三运算跨导放大器205、一第五开关206、一第五复位开关207、一第五电容器208、一第二比较器209、一第四运算跨导放大器210、一第六开关211、一第六复位开关212、一第六电容器213、一第四采样开关214、一第四保持电容器215以及一第三比较器216。

该第三运算跨导放大器205具有一非反相输入205a、一反相输入205b以及一输出205c。该非反相输入205a耦接至该第一采样开关106以及该第一保持电容器105之间的一节点100b。该反相输入205b接地。该第五开关206耦接该输出205c。该第五复位开关207耦接该第五开关206。该第五电容器208耦接该第五开关206以及该第五复位开关207之间的一节点200c。该第二比较器209具有一非反相输入209a、一反相输入209b以及一输出209c。该非反相输入209a耦接一误差电压。该反相输入209b耦接该节点200c。该输出209c产生一信号以驱动该第五开关206。

该第四运算跨导放大器210具有一非反相输入210a、一反相输入210b以及一输出210c。该非反相输入210a耦接至该第三采样开关406以及该第二保持电容器405之间的一节点400b。该反相输入210b接地。该第六开关211耦接该输出210c且藉由该第二放大器209的该控制信号输出驱动。该第六复位开关212耦接该第六开关211且藉由该复位信号驱动。该第六电容器213耦接该第六开关211以及该第六复位开关212之间的一节点200d。该第四采样开关214耦接该节点200d且藉由该采样信号驱动。该第四保持电容器215耦接该第四采样开关214。该第六复位开关212、该第六电容器213以及该第四保持电容器215并联连接。该第三比较器216具有一非反相输入216a、一反相输入216b以及一输出216c。该非反相输入216a耦接该第四采样开关214以及该第四保持电容器215之间的一节点200e。该反相输入216b耦接一锯齿电压。该输出216c产生一具有该导通周期T

该采样开关、该复位开关、该锯齿电压、该节点200d的该电压(V

在本实施例中，在CrM或DCM操作下的该功率因数校正电路被配置为根据以下关系式调整该导通周期T

C

参阅图10，揭示根据一实施例的功率因数校正电路。该功率因数校正电路包括一电压转换装置100以及一电压时间转换装置200。

该电压转换装置100包括一第七开关107、一第八开关108以及一滤波器109。该第七开关107被配置为接收一参考电压V

该电压时间转换装置200包括一第五运算跨导放大器217、一第九开关218、一第八电容器219以及一第四比较器220。该第五运算跨导放大器217具有一非反相输入217a、一反相输入217b以及一输出217c。该非反相输入217a耦接至该滤波器109的该输出109b。该反相输入217b接地。该第九开关218耦接输出217c。耦合第八电容器219耦接在该输出217c以及该第九开关218之间。该第四比较器220具有一非反相输入220a、一反相输入220b以及一输出220c。该反相输入220b耦接该第九开关218、该第八电容器219以及该输出220b之间的一节点200f。该非反相输入220a耦接一误差电压。该第四比较器220的该输出产生具有该导通周期T

在本实施例中，在CrM或DCM操作下的该功率因数校正电路被配置为根据以下关系式调整该导通周期T

C

参阅图11，揭示根据本发明的一实施例的用于产生参考电压的电路800的示意图，该电路800可以用于输入到图10的电路。在一些实施例中，当与图10的该电路一起使用时，该电路可以代替图1的该平方分压器图902。该电路800包括一电流源801、两个P型电晶体802a、802b、两个N型电晶体803a、803b以及一电阻器804。

被检测到的该输入电压(V

该N型晶体管803b具有大的W和大的L。因此，该N型晶体管803遵循平方律行为(square law behavior)。V

当图10的该参考电压V

本发明的该功率因数校正电路被设计成能够依照上述关系的形式，出现在分子以及分母中的电路元件系数在不同的电路元件中具有相同的电特性(等效电路参数)，因此可以将制程变化的影响降到最低。此外，本发明的该功率因数校正电路不需要反馈路径，在不增加反馈路径的情况下，可以提高电路的稳定性，并且避免补偿工作。