用于驱动马达的电源转换电路及其控制方法

技术领域

本公开涉及一种电源转换电路及其控制方法，特别涉及一种用于驱动马达的电源转换电路及其控制方法。

背景技术

在由电池供电的马达驱动应用中，DC bus(直流总线)电容涟波由驱动器的开关组合所决定。在现有技术中，可通过重组PWM(pulse width modulation，脉冲宽度调制)开关向量来降低涟波，然其计算方式复杂且不易实行。于另一做法中，是基于三角载波使用AZSVPWM(active zero state space vector pulse width modulation)搭配零序注入，从而达到重新分配向量并最小化电容涟波的效果。然而，一般来说，微处理器中的PWM模块多不支援三角波的翻转；此外，即便强行翻转三角载波，亦无法产生上下臂开关所需的死区时间(dead time)。为此，须在微处理器外部额外增设FPGA(field programmable gatearray)以进行特殊PWM处理，借此翻转载波并引入死区时间。再者，三角载波的翻转过程中将产生额外的开关切换，在牵引(traction)电机应用中，高速情况下将导致开关的切换频率上升。

因此，如何发展一种可改善上述现有技术的用于驱动马达的电源转换电路及其控制方法，实为目前迫切的需求。

发明内容

本公开的目的在于提供一种用于驱动马达的电源转换电路及其控制方法，其通过翻转判断逻辑而非载波来达到向量重新配置。借此，可有效降低电容涟波，从而降低电容温升以延长电容寿命，同时降低马达的驱动耗损并提升驱动效率。再者，仅通过既有的控制器(例如微处理器)即可执行本公开的控制方法而实现PWM调控，无须外加硬件(例如FPGA)进行PWM处理。

为达上述目的，本公开提供一种用于电源转换电路的控制方法，包括：比较三相控制命令与控制载波，取得脉宽调制信号；提供脉宽调制信号驱动电源转换电路中的多个开关，让多个开关切换输入电源产生三相输出电源；检测三相输出电源的电压及电流之间的相位差是否落入预定相位范围；如果检测到相位差落入预定相位范围，则依据三相输出电源的电压及电流决定零序电压为正电压或负电压；对三相控制命令注入零序电压来取得三相合成命令，并且在一时间周期后检测三相合成命令中的最大电压值及最小电压值；依据零序电压被决定为正电压或负电压，选择最大电压值或最小电压值进行逻辑反相运算；完成逻辑反相运算并停止注入零序电压后，取得三相输出期望值；以及比较三相输出期望值以及控制载波，来调节脉宽调制信号的占空比。

为达上述目的，本公开另提供一种用于驱动马达的电源转换电路，包括多个开关组、直流排电容及控制器。每一开关组包括上桥晶体管和下桥晶体管，并且每一上桥晶体管的第一端彼此电连接，每一下桥晶体管的第二端彼此电连接。在每一开关组中，上桥晶体管的第二端电连接下桥晶体管的第一端。直流排电容用以接收输入电源，其中直流排电容的第一端电连接每一上桥晶体管的第一端，且直流排电容的第二端电连接每一下桥晶体管的第二端。控制器比较三相控制命令以及控制载波，取得多个脉宽调制信号。每一开关组对应地接收其中一个脉宽调制信号，并且在每一开关组中，依据所对应接收的脉宽调制信号，上桥晶体管选择性地导通或截止，以及下桥晶体管选择性地截止或导通，使得多个开关组切换输入电源，产生三相输出电源驱动马达。如果控制器检测三相输出电源的电压及电流之间的相位差没有落入预定相位范围，则控制器检测三相控制命令中的最小控制电压，控制器对最小控制电压进行逻辑反相运算，取得三相输出命令。控制器比较三相输出命令以及控制载波，来调节每一脉宽调制信号的占空比。

附图说明

图1为本公开一实施例的电源转换电路的电路结构示意图。

图2为本公开一实施例的用于电源转换电路的控制方法的流程示意图。

图3为翻转控制载波时的波形示意图。

图4为翻转判断逻辑时的波形示意图。

图5为例示于三相控制命令中注入零序电压时的波形示意图。

图6为三相输出电源的电压及电流波形示意图。

图7例示出对三相控制命令注入零序电压时的波形变化。

图8例示出于三相控制命令中注入零序电压时各输出相的脉宽调制信号的波形。

附图标记说明：

1：电源转换电路

2：马达

11：开关组

Cdc：直流排电容

12：控制器

Sup、Svp、Swp：上桥晶体管

Sun、Svn、Swn：下桥晶体管

Vin：输入电源

Iu、Iv、Iw：电流

V*：电压命令

PWM_H、PWM_L：控制信号

V

t0、t1、t2、t3、t4：时刻

Vu、Vv、Vw：电压

I、II、III、IV、V、VI：电压区段

A、B、C、D、E、F：电流区段

Vu*、Vv*、Vw*：电压命令

Vu

PWM_u、PWM_v、PWM_w：控制信号

S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8：步骤

具体实施方式

体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非用以限制本公开。

图1为本公开一实施例的电源转换电路的电路结构示意图。如图1所示，电源转换电路1用于驱动马达2，且电源转换电路1包括多个开关组11(图1中例示三个开关组11)、直流排电容Cdc及控制器12。每一开关组11包括上桥晶体管和下桥晶体管，并且每一上桥晶体管的第一端彼此电连接，每一下桥晶体管的第二端彼此电连接，其中在每一开关组11中，上桥晶体管的第二端电连接下桥晶体管的第一端。于图1所示实施例中，第1个开关组11包括上桥晶体管Sup和下桥晶体管Sun，第2个开关组11包括上桥晶体管Svp和下桥晶体管Svn，第3个开关组11包括上桥晶体管Swp和下桥晶体管Swn，其中，上桥晶体管Sup、Svp及Swp的第一端彼此电连接，下桥晶体管Sun、Svn及Swn的第二端彼此电连接，上桥晶体管Sup、Svp及Swp的第二端分别电连接于下桥晶体管Sun、Svn及Swn的第一端。

直流排电容Cdc用于接收输入电源Vin，其中直流排电容Cdc的第一端电连接每一上桥晶体管(Sup、Svp及Swp)的第一端，且直流排电容Cdc的第二端电连接每一下桥晶体管(Sun、Svn及Swn)的第二端。

控制器12比较三相控制命令及控制载波，以取得多个脉宽调制信号。每一开关组11对应地接收一个脉宽调制信号，并且在每一开关组11中，依据所对应接收的脉宽调制信号，上桥晶体管选择性地导通或截止，下桥晶体管选择性地截止或导通，从而使得所有开关组11切换输入电源Vin，产生三相输出电源驱动马达2。三相输出电源包含三个输出相u、v及w，且三个输出相u、v及w中的电流分别为Iu、Iv及Iw，另外，三相控制命令包括三个输出相u、v及w的电压命令。

请参阅图1及图2，其中图2为本公开一实施例的用于电源转换电路的控制方法的流程示意图。本公开是利用图1的控制器12执行图2的控制方法，以实现对电源转换电路1的控制。如图1及图2所示，首先，于步骤S1中，比较三相控制命令以及控制载波，取得脉宽调制信号，并提供脉宽调制信号驱动电源转换电路1中的所有开关，让所有开关切换输入电源Vin产生三相输出电源，其中电源转换电路1中的开关包括所有开关组11中的上桥晶体管(Sup、Svp及Swp)及下桥晶体管(Sun、Svn及Swn)。接着，于步骤S2中，检测三相输出电源的电压及电流之间的相位差是否落入预定相位范围，其中预定相位范围以介于-30°至+30°或介于150°至210°为佳。若在步骤S2中检测到相位差落入预定相位范围，则执行步骤S3。于步骤S3中，依据三相输出电源的电压及电流决定零序电压为正电压或负电压，并对三相控制命令注入零序电压来取得三相合成命令，并且在一时间周期后检测三相合成命令中的最大电压值及最小电压值。而后，依据零序电压被决定为正电压或负电压，选择三相合成命令中的最大电压值或最小电压值进行逻辑反相运算。具体而言，若在步骤S3中决定零序电压为正电压，则执行步骤S4以选择三相合成命令中的最大电压值进行逻辑反相运算，反之，若在步骤S3中决定零序电压为负电压，则执行步骤S5以选择三相合成命令中的最小电压值进行逻辑反相运算。最后，于步骤S6中，在完成逻辑反相运算并停止注入零序电压后，取得三相输出期望值，并比较三相输出期望值以及控制载波，来调节脉宽调制信号的占空比。

此外，若在步骤S2中检测到相位差没有落入预定相位范围，则执行步骤S7。于步骤S7中，检测三相控制命令中的最小控制电压，并对最小控制电压进行逻辑反相运算。而后，于步骤S8中，完成对最小控制电压进行逻辑反相运算后，取得三相输出命令，并比较三相输出命令以及控制载波，来调节脉宽调制信号的占空比。

由上述可知，本公开的用于驱动马达2的电源转换电路1及其控制方法通过翻转判断逻辑而非载波来达到向量重新配置。借此，可有效降低电容涟波，从而降低直流排电容Cdc的温升以延长直流排电容Cdc的寿命，同时降低马达2的驱动耗损并提升驱动效率。再者，仅通过既有的控制器12(例如微处理器)即可执行本公开的控制方法而实现PWM调控，无须外加硬件(例如FPGA)进行PWM处理。

以下将搭配示例详述本公开中用于电源转换电路1的控制方法，须注意的是，以下所述控制方法皆由电源转换电路1的控制器12执行。

以任一输出相作为示例，图3为翻转控制载波时的波形示意图，图4为翻转判断逻辑时的波形示意图。于图3及图4中，控制载波为三角波，V*为电压命令，PWM_H及PWM_L分别为对应的开关组11中的上桥晶体管及下桥晶体管的控制信号(被包含于脉宽调制信号中)。须注意的是，V*可为三相控制命令中任一输出相u、v或w的电压命令。于图3中，是翻转控制载波的波形，且在翻转前后，皆采用判断逻辑P来根据电压命令V*与控制载波的比较结果决定脉宽调制信号是高电压电平或低电压电平。于判断逻辑P中，若电压命令V*大于控制载波，则切换脉宽调制信号为高电压电平，即控制信号PWM_H为高电压电平，反之，若电压命令V*小于控制载波，则切换脉宽调制信号为低电压电平，即控制信号PWM_H为低电压电平。于图4中，是翻转判断逻辑及电压命令V*，在翻转前后分别采用判断逻辑P及判断逻辑N来决定脉宽调制信号是高电压电平或低电压电平，并在翻转时对电压命令V*进行逻辑反相运算。翻转前所采用的判断逻辑P与前述相同，故不再赘述。翻转时依据逻辑反相关系式对电压命令V*进行逻辑反相运算，其中逻辑反相关系式为：

V

其中，V

如图3及图4所示，无论是翻转控制载波或翻转判断逻辑，脉冲宽度调制信号皆相同。须注意的是，下桥晶体管的控制信号PWM_L与上桥晶体管的控制信号PWM_H近似互补，其中在翻转前或翻转后的时间段中，上桥晶体管及下桥晶体管的切换时刻之间具有死区时间，而在翻转时，上桥晶体管及下桥晶体管同步进行切换而不存在死区时间。

在三相输出电源的电压及电流之间的相位差没有落入预定相位范围的情况下，则检测三相控制命令中的最小控制电压(即三个输出相u、v及w的电压命令中的最小值)。并依据等式(1)所示的逻辑反相关系式对最小控制电压进行逻辑反相运算，其余两个输出相中的电压命令则维持不变，以借此取得三相输出命令。详细而言，三相输出命令包含经过逻辑反相运算后的最小控制电压，且三相输出命令还包含其余两个输出相中的电压命令。而后，通过比较三相输出命令及控制载波，来调节脉宽调制信号的占空比，其中，是基于判断逻辑N来比较经过逻辑反相运算后的最小控制电压与控制载波，并基于判断逻辑P来比较其余两个输出相的电压命令与控制载波。

另外，在三相输出电源的电压及电流之间的相位差落入预定相位范围的情况下，本公开于三相控制命令中注入零序电压，以避免在翻转时因不存在死区时间而影响电路可靠性。图5为例示于三相控制命令中注入零序电压时的波形示意图，且于图5的示例中，零序电压为正电压，并示出三相控制命令中最大的电压命令作为示例。如图5所示，于时刻t1，于电压命令V*中注入零序电压。在零序电压为正电压时，零序电压的大小等于最大的电压命令V*与控制载波的波峰值间的差值。反之，在零序电压为负电压时，零序电压的大小等于最小的电压命令与控制载波的波谷值间的差值。而后，于时刻t2，将判断逻辑P翻转为判断逻辑N，并依据等式(1)所示的逻辑反相关系式对电压命令V*进行逻辑反相运算而获得电压命令V

由图5可看出，在时刻t1至t2期间，被注入零序电压的电压命令V*维持等于控制载波的波峰值，故基于判断逻辑P，上桥晶体管的控制信号PWM_H持续处于高电压电平，下桥晶体管的控制信号PWM_L持续处于低电压电平。而在时刻t2至t3期间，被注入零序电压的电压命令V

以下以图6例示说明如何依据三相输出电源的电压及电流决定零序电压为正电压或负电压。

图6为三相输出电源的电压及电流波形示意图。于图6中，电压及电流之间的相位差落入预定相位范围，Vu、Vv及Vw分别为三相输出电源中三个输出相u、v及w的电压，且分别以实线、虚线及点链线标示电压Vu、Vv及Vw的波形。Iu、Iv及Iw分别为三相输出电源中三个输出相u、v及w的电流，且分别以实线、虚线及点链线标示电流Iu、Iv及Iw的波形。波形旁标注的“+”或“-”分别代表采用判断逻辑P或判断逻辑N。在各个电压区段I、II、III、IV、V及VI中，电压相角的范围不同，如表1所示。在各个电流区段A、B、C、D、E及F中，电流Iu、Iv及Iw的正负关系不同，如表2所示。

表1：

表2：

通过表1及表2得知当前三相输出电源的电压及电流所在区段后，即可依据表3决定零序电压为正电压或负电压。于表3中，Vz+代表零序电压为正电压，Vz-代表零序电压为负电压，Vz0代表可任意选择零序电压为正电压或负电压。

表3：

理想上，电压Vu、Vv及Vw和电流Iu、Iv及Iw与三相控制命令中各相的电压命令及电流命令一致，故于一些实施例中，亦可通过电压及电流命令决定零序电压为正电压或负电压。

图7例示出对三相控制命令注入零序电压的波形变化。于图7中，三相控制命令包含三个输出相u、v及w的电压命令Vu*、Vv*及Vw*，且三相控制命令中的最大值、中间值及最小值按序为电压命令Vu*、Vv*及Vw*。再者，于图7中，分别以实线及虚线例示出控制载波的波峰及波谷。于一些实施例中，在决定零序电压为正电压之后，检测三相控制命令中的最大值(即电压命令Vu*)，并检测控制载波在切换周期中的波峰值。接着，计算波峰值及三相控制命令的最大值之间的第一电压差，并且第一电压差为该正电压的电压值(即零序电压的电压值)。最后，将三相控制命令与正电压的电压值进行叠加，以形成三相合成命令。于另一实施例中，在决定零序电压为负电压之后，检测三相控制命令中的最小值(即电压命令Vw*)，并检测控制载波在切换周期中的波谷值。接着，计算波谷值及三相控制命令的最小值之间的第二电压差，并且第二电压差为该负电压的电压值(即零序电压的电压值)。最后，将三相控制命令与负电压的电压值进行叠加，以形成三相合成命令。

图8例示出于三相控制命令中注入零序电压时各输出相的脉宽调制信号的波形。于图8所示实施例中，其中Vu

须注意的是，于任一时间点，是依据当下的判断逻辑将当下的电压命令与控制载波进行比较，以根据比较结果决定脉宽调制信号为高电压电平或低电压电平。于图8所示实施例中，因于时刻t2对输出相u对应的电压命令Vu*进行逻辑反相运算，输出相u对应的判断逻辑一并由判断逻辑P翻转为判断逻辑N，故于时刻t0至t2期间，是基于判断逻辑P比较电压命令Vu*及控制载波来决定控制信号PWM_u的波形，而在时刻t2至t4期间，则基于判断逻辑N比较电压命令Vu

具体而言，在时刻t0至t1期间，基于判断逻辑P对三相控制命令与控制载波进行比较，如果三相控制命令大于控制载波时，则切换脉宽调制信号为高电压电平，如果三相控制命令小于控制载波时，则切换脉宽调制信号为低电压电平。以输出相u为例，若三相控制命令中的电压命令Vu*大于控制载波时，则切换脉宽调制信号中的控制信号PWM_u为高电压电平，如果三相控制命令中的电压命令Vu*小于控制载波时，则切换脉宽调制信号中的控制信号PWM_u为低电压电平。时刻t1至t2期间决定脉宽调制信号的波形的方式与时刻t0至t1期间相似，故于此不再赘述。

在时刻t3至t4期间，三相输出期望值包含经由逻辑反相运算取得的电压命令Vu

综上所述，本公开提供一种用于驱动马达的电源转换电路及其控制方法，其通过翻转判断逻辑而非载波来达到向量重新配置。借此，可有效降低电容涟波，从而降低电容温升以延长电容寿命，同时降低马达的驱动耗损并提升驱动效率。再者，仅通过既有的控制器(例如微处理器)即可执行本公开的控制方法而实现PWM调控，无须外加硬件(例如FPGA)进行PWM处理。

须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由权利要求决定。且本公开得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱权利要求所欲保护者。