非对称光噪声阈值调整补偿的方法、电路及系统

相关申请案交叉申请

本申请要求于2017年2月10日递交的发明名称为“非对称光噪声阈值调整补偿的方法、电路及系统”的第15/429,492号美国非临时专利申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以引入的方式并入本文。

发明内容

本发明涉及光电电路，尤其涉及调整所述光电电路的输出的阈值电压。

背景技术

在光纤数据链路上，光噪声通常是不对称的。换句话说，光学“1”比特通常比光学“0”比特包含更多的噪声。因此，经过光电转换后，所述噪声不对称导致差分“1”比特的眼高小于差分“0”比特的眼高。这可能导致差分“1”比特的误码率(bit error rate，简称BER)高于差分“0”比特。为平衡所述差分比特的这些眼高，需要调整输入数据的过零点。发明内容

现描述各种示例从而以简化的形式引入概念的选择，这些概念将在以下具体实施方式中进行进一步的描述。本发明内容的目的不在于识别权利要求书保护的主题的关键或必要特征，也不在于限制权利要求书保护的主题的范围。

在一示例中，光数据电路包括光电转换电路，所述光电转换电路用于在各自的第一和第二电节点处产生第一和第二差分电数据信号，以响应光数据信号。第一数模转换器(digital-to-analog converter，简称DAC)电路耦合到所述第一电节点，并用于生成第一调整信号。第二DAC电路耦合到所述第二电节点，并用于生成第二调整信号，其中，所述第一和第二DAC电路用于调整所述第一和第二差分电数据信号，以使正数据的过零点上拉以响应所述第一调整信号，而负数据的过零点下拉以响应所述第二调整信号。

在另一示例中，光通信系统包括光电转换电路，所述光电转换电路用于在各自的第一和第二电节点处产生第一和第二差分电数据信号，以响应单端光数据信号。端接电路耦合到所述第一和第二电节点。第一数模转换器(digital-to-analog converter，简称DAC)电路耦合到所述第一电节点，所述第一DAC电路包括第一二进制输入和第一电压输出。第二DAC电路耦合到所述第二电节点，所述第二DAC电路包括第二二进制输入和第二电压输出。线性均衡器电路耦合到所述端接电路以及所述第一和第二DAC电路，其中，所述第一和第二DAC电路用于基于所述各自的第一和第二电压输出调整所述第一和第二差分电数据信号，以使正数据的过零点上拉，而负数据的过零点下拉。

在又一示例中，一种用于从光数据信号生成电数据信号时对光噪声进行阈值调整补偿的方法包括：将所述光数据信号转换为第一和第二差分电数据信号。第一和第二阈值调整信号根据默认代码和电路特性进行转换。基于所述各自的第一和第二阈值调整信号调整所述第一和第二差分数据信号的过零点，以使正数据的所述过零点上拉，负数据的所述过零点下拉。调整每个信号的所述过零点后，均衡第一和第二差分数据信号，以生成所述电数据信号。

附图说明

图1是根据示例性实施例的具有阈值调整电路以补偿非对称光噪声的光数据电路的方框图；

图2是图1所示实施例提供的实现所述阈值调整电路以补偿非对称光噪声的示意图；

图3是示例性实施例提供的单端光输入以及产生的非平衡和平衡差分输出的信号图；

图4是示例性实施例提供的R-2R数模转换器(digital-to-analog converter，简称DAC)电路的示意图；

图5是示例性实施例提供的阈值调整控制电路的逻辑图；

图6是示例性实施例提供的结合所述阈值调整电路的光模块系统的方框图；

图7是示例性实施例提供的用于从光数据信号生成电数据信号时光噪声的阈值调整补偿方法的流程图；

图8是示例性实施例提供的阈值调整补偿装置的方框图。

具体实施方式

所述差分数据的过零点可以通过使用偏置相对较小(例如，50欧姆)的端接电阻的差分电流DAC进行调整。由于所述端接电阻相对较小，为了实现理想的300mVpp阈值调整，需要相对较大的电流(例如，6mA)。如果需要额外的阈值调整，则使用更大的电流。遗憾的是，这种高功耗在新一代光模块中是不可接受的。

所公开的实施例在光接收器前端使用两个基本相同的电压模式DAC电路(例如，R-2R DAC)。每个DAC电路耦合到各自的差分输入节点。所述DAC电路可以产生调整信号，以将线性均衡器电路的正负输入设置为不同的过零点。例如，正数据的过零点可以上拉，而负数据的过零点可以下拉。为了隔离端接电压的影响，可以在端接电阻和所述线性均衡器电路之间插入两个内部交流(alternating current，简称AC)耦合电容。此外，可以在内部AC耦合电容和所述DAC之间插入两个相对较高值的电阻，以减少由于内部AC耦合电容受限导致的信号直流(direct current，简称DC)漂移。使用该阈值调整电路，可以在降低光数据误码率的同时，将所述耗散电流减小到小于1mA。

图1是根据示例性实施例的具有阈值调整电路以补偿非对称光噪声的光数据电路的方框图。所述电路包括光电转换电路101、端接电路103、阈值调整电路105、阈值调整控制电路109和线性均衡器电路107。

光电转换电路101包括单端光纤输入以及第一和第二差分电节点P1和N1。光电转换电路101可包括任何用于产生差分电信号以响应所述光输入的装置。例如，光电转换电路101可包括光电二极管以从光信号中生成电信号。

光电转换电路101在节点P1和N1上提供差分输出信号。如图2所示，端接电路103耦合到所述P1和N1节点，以将所述节点上拉至端接电压V

端接电路103在耦合到线性均衡器电路107的各个V

线性均衡器电路107为各自P2和N2输入节点上的差分输入信号提供均衡。所述均衡使通过光通道传输的信号发生畸变，并平衡所述差分电信号。线性均衡器电路107使所述差分信号的频率响应从端到端平坦。当信道已被均衡时，所述输入处的信号的频域属性在所述输出处忠实地再现。线性均衡器电路107也消除了不同频率分量之间的任意组延迟和相位延迟。

阈值调整电路105耦合到所述端接电路103的P2和N2节点。阈值调整控制电路109可以耦合到阈值调整电路105，也可以是阈值调整电路105的一部分。阈值调整控制电路109向阈值调整电路105的DAC提供选择控制字SELM和SELP，如下文更详细描述。

在操作中，光电转换电路101接收来自所述光输入的单端光数据信号，并将所述光信号转换为代表的电数据信号(例如，电压信号)。在所示实施例中，光电转换电路101将所述光信号转换为所述P1和N1节点上的差分输出电压。

端接电路103将所述P1和N1节点上拉至端接电压V

图2是图1所示实施例提供的实现所述阈值调整电路以补偿非对称光噪声的示意图。图2的实施示意图出于说明目的，因为可以使用其它组件或拓扑来实现相同或相似的功能。

端接电路103包括电阻201(例如，电阻)，电阻201标记为RP1，耦合在V

阈值调整电路105包括第一DAC 230，第一DAC 230通过标记为RP2的电阻220(例如，电阻)耦合到所述P2节点；以及第二DAC 231，第二DAC 231通过标记为RM2的电阻221(例如，电阻)耦合到所述N2节点。由于任何管芯上AC耦合电容的有限电容(例如，8微微法线(picofarad，简称pF))，电阻220和221的电阻值应该足够大(例如，大约400K OHM)，以避免DC信号在线性均衡器电路107的输入处漂移。在DC信号漂移中，如果电阻220、221太小，则信号中的DC分量不能保持恒定，并且开始在非常低的频率下振荡。

第一选择字(例如，SELP)输入到第一DAC 230，以控制DAC 230的输出端的电压。第二选择字(例如，SELM)输入到第二DAC 231，以控制DAC 231的输出端的电压。所述选择字SELM、SELP由与阈值调整电路105耦合或可以是阈值调整电路105的一部分的阈值调整控制电路109生成。所述选择字SELM、SELP用于其各自的DAC选择某些电阻，以产生输出电压V

在一实施例中，DAC 230和231描述为R-2R DAC，如图4所示和后文所述。在可选实施例中，可以使用其它类型的DAC。所述各种实施例不限于任何一种DAC。

电压模式DAC 230、231的电压输出由V

图3是示例性实施例提供的单端光输入以及产生的非平衡和平衡差分输出的信号图。通常在330处示出的最上面一行示出了所述输入逻辑数据(例如，0101010)。第二行331示出了代表所述输入逻辑数据的光信号。代表所述逻辑1数据的每个正脉冲可以包括噪声300，其可能导致所述线性均衡的问题。

非平衡差分数据331示出了图1中的P1和N1节点的差分数据。该绘图显示所述差分比特“1”的眼高310远小于所述差分比特“0”的眼高311，其中，所述眼高可以定义为P1处于最大电压且N1处于最小电压或P1处于最小电压且N1处于最大电压时所述P1和N1信号之间的幅度差。

平衡的差分数据332示出了图1和图2中的P2和N2节点的差分数据。该绘图示出了所述阈值调整电路已上拉所述P2节点上正数据的过零点并且已下拉所述N2节点上负数据的过零点，使得所述相应差分比特“1”和“0”的眼睛高度320、321被平衡到实质上相同的水平，从而提高了所述输出数据的均衡和误码率。

图4是图1和图2的实施例提供的R-2R数模转换器(digital-to-analogconverter，简称DAC)电路的示意图。基本相同的是，各自的DAC电路，如图4所示，用于正电压DAC230和负电压DAC 231。

图4中的R-2R DAC仅出于说明目的，说明阈值调整电路105中可以使用的一种DAC。本实施例不限于任何一种DAC。

所述DAC包括多个选择电路401-409，每个选择电路包括n型场效应管(n-typefield effect transistor，简称NFET)411、413、415、417、419、421、423、425、427和p型FET(p-type FET，简称PFET)410、412、414、416、418、420、422、424、426。每个NFET 411、413、415、417、419、421、423、425、427的源极耦合到电路公共节点(例如，接地)，而每个PFET410、412、414、416、418、420、422、424、426的源极耦合到供电节点(例如，VDD)。

每个选择电路401-409与各自具有电阻2R的电阻430-438串联。具有电阻R的电阻440-447耦合在相邻的选择电路电阻430-438之间。这些电阻430-447的各对耦合在八个不同的分压电路中。

每个晶体管410-427的控制门耦合到所述各自输入选择控制字(SELM、SELP)的相应比特。所述特定比特的状态控制其各自晶体管的激活/去激活。例如，SEL<0>中的逻辑“0”将导通晶体管410并截止晶体管411，使得电流在包括晶体管410、电阻430和电阻439的电路中流动，所述电阻439的电阻为2R。因此，该电路随后将是分压电路，以在电阻430和电阻439之间的节点处产生电压。其它选择电路401-409以类似的方式工作，使得耦合到所述各自选择电路401-409的比特的逻辑状态使不同的分压电路被激活以调整DAC的电压输出V

图5是示例性实施例提供的阈值调整控制电路109的逻辑图。该图仅出于说明目的，因为可以使用其它方式生成DAC的选择词SELP和SELM。

SET_COMMON和SET_DIFF是输入到阈值调整控制电路109的输入值。这些值由所述电路的用户设置，以根据电路特性(例如，DAC分辨率，VDD)和所述调整的期望性能改变其行为。SET_COMMON表示用户基于所述通用公共电路偏差特性和/或DAC分辨率、电源电压输入的值。SET_DIFF表示用户为所述正数据信号上拉和所述负数据信号下拉的期望电压差输入的值。

例如，本实施例公开了所述DAC的全范围为0V至VDD*((2N-1)/(2N))，其近似为VDD。在这种情况下，具有N-1比特SET_COMMON的2的补码二进制值可以设置在负VDD/4到正VDD/4之间，所述负VDD/4为-VDD*((2N-2-1)/(2N))，而所述正VDD/4为+VDD*(((2N-2-1)/(2N)))。

所述逻辑图包括硬连线的默认公共代码(即，COMMON_CODE＝2N-1)，其表示设计的公共电路特性，并且在电路设计阶段可以硬连线(例如，存储)为0至2N-1之间的任意值。将所述SET_COMMON代码与501处的COMMON_CODE求和，以生成计算出的COMMON_CODE(例如，2N-1)+SET_COMMON的公共代码。

在503处，将所述计算出的公共代码与具有N-1比特且表示所述公共模式的公共代码偏离(即SET_DIFF)的2的补码二进制数相加。这些值之和是所述SELP选择词。该操作可以由SELP＝COMMON_CODE(例如2N-1)+SET_COMMON+SET_DIFF表示。

所述SET_DIFF值也从505处计算出的公共代码COMMON_CODE(例如2N-1)+SET_COMMON中减去。该操作生成所述SELM选择字。该操作可以由SELM＝COMMON_CODE(例如2N-1)+SET_COMMON–SET_DIFF表示。

在所述阈值调整控制电路的操作的一示例中，可以假设N＝9(例如，对于9比特的DAC)，使得2N＝512。因此，所述硬连线公共代码＝28＝256，SET_COMMON＝0，SET_DIFF＝0。因此，SELP＝28，且SELM＝28。采用9比特的DAC，如图4所示，将导致所述P2节点的DAC输出电压为P2＝VDD*(28/29)＝VDD/2，所述N2节点的输出电压为N2＝VDD*(28/29)＝VDD/2。

在所述阈值调整控制电路的操作的另一示例中，可以假设N＝9且硬连线公共代码＝28＝256。SET_COMMON＝10，且SET_DIFF＝16。因此，SELP＝28+10+16＝282且SELM＝28+10–16＝250。使用图4中的9比特DAC将导致所述P2节点的DAC输出电压为P2＝VDD*(282/29)＝VDD*(282/512)，所述N2节点的输出电压为N2＝VDD*(250/29)＝VDD*(250/512)。

图6是示例性实施例提供的结合所述阈值调整电路105的光模块系统600的方框图。所述光模块方框图的目的是说明阈值调整电路105的一种使用。其它实施例可以将电路105用于其它用途。

光模块600可用于光通信系统，其中光数据通过光纤传输至光电转换电路101。光电转换电路101将所述单端光数据信号转换为差分电数据信号，所述差分电数据信号通过端接电路103输入到线性均衡器电路107。在一实施例中，阈值调整电路105具有积分控制器，提供所述正数据的过零点的上拉和所述负数据的过零点的下拉。

将得到的数据信号进行均衡，并输入到时钟和数据恢复电路601，以对所述差分电数据信号进行重新计时。所述重新计时的信号被输入到驱动电路603，以传输到主机605，用于解释和/或存储所述数据。主机605可以是计算机或某种控制器。

图7是示例性实施例提供的用于从光数据信号生成电数据信号时光噪声的阈值调整补偿方法的流程图。在方框701中，所述光数据信号通过所述光电转换电路转换为第一和第二差分电数据信号。在所述端接电路之后，在方框703中，基于电路特性生成第一和第二阈值调整信号。在方框705中，基于所述各自的第一和第二阈值调整信号调整所述第一和第二差分数据信号的过零点，以使所述正数据信号的所述过零点上拉，所述负数据信号的所述过零点下拉。在方框707中，在调整每个信号的所述过零点后，均衡所述第一和第二差分数据信号，以生成所述电数据信号。

图8是示例性实施例提供的阈值调整补偿装置的方框图。所述装置的方框801包括光信号到电信号转换装置，所述光信号到电信号转换装置用于将光数据信号转换为第一和第二差分电数据信号。例如，该装置可以包括任何光信号到电信号转换设备，例如光电二极管，以产生电信号来响应所述光信号。

在方框803中，所述装置包括第一和第二阈值调整信号生成装置，所述第一阈值调整信号生成装置用于基于默认代码和电路特性生成第一和第二阈值调整信号。例如，该装置可以包括如图5所示的电路。

在方框805中，该装置包括过零点调整装置，所述过零点调整装置用于基于所述各自的第一和第二阈值调整信号调整所述第一和第二差分数据信号的过零点，以使正数据的所述过零点上拉，负数据的所述过零点下拉。例如，该装置可以包括一个或多个DAC电路。

在方框807中，所述装置包括均衡装置，所述均衡装置用于在调整每个信号的所述过零点后，均衡所述第一和第二差分数据信号，以生成所述电数据信号。例如，该装置可以包括用于均衡信号的任何电路。

在本发明的一实施例中，一种用于从光数据信号生成电数据信号时对光噪声进行阈值调整补偿的系统，包括用于将所述光数据信号转换为第一和第二差分电数据信号的转换装置。所述系统还包括生成装置，所述生成装置用于基于默认代码和电路特性生成第一和第二阈值调整信号。进一步地，所述系统包括调整装置，用于基于所述各自的第一和第二阈值调整信号调整所述第一和第二差分数据信号的过零点，以使正数据的所述过零点上拉，负数据的所述过零点下拉。最后，所述系统包括均衡装置，用于在调整每个信号的所述过零点后，均衡所述第一和第二差分数据信号，以生成所述电数据信号。

以上结合附图进行详细描述，所述附图是描述的一部分，并通过图解说明的方式示出可以实施本发明的具体实施例。这些实施例将充分详细描述使本领域技术人员能够实施本发明而且应该明白的是可以使用其它实施例并且在不脱离本发明的范围的情况下可以做出结构上、逻辑上、电学上的改变。因此，以下描述的示例性实施例并不当作限定，本发明的范围由所附权利要求书界定。

本文描述的功能或算法可以在一实施例中的软件中实施。该软件可包含计算机可执行指令，这些计算机可执行指令存储在计算机可读介质上或者计算机可读存储设备上，如一个或多个非瞬时性存储器或其它类型的本地或联网的硬件存储设备。此外，这些功能对应模块，这些模块可以是软件、硬件、固件或其任意组合。多个功能可根据需要在一个或多个模块中执行，所描述的实施例仅为示例。该软件可在数字信号处理器、ASIC、微处理器上执行或者在个人计算机、服务器、或其它计算机系统等其它类型的计算机系统上运行的处理器上执行，从而将这些计算机系统转换成一个专门编程的机器。

虽然上文详细描述了几个实施例但是可能进行其它修改。例如为了获得期望的结果附图中描绘的逻辑流不需要按照所示的特定顺序或者先后顺序。可以提供其它步骤或者从所描述的流程中去除步骤，所描述的系统中可以添加或移除其它组件。其它实施例可以在所附权利要求书的范围内。