噪声滤波器

技术领域

本发明涉及例如连接于交流电源与转换器电路之间、电池与逆变器电路之间等的噪声滤波器。

背景技术

噪声滤波器具备降低起因于与该噪声滤波器连接的各种电气设备的控制电路、开关电路而发生的高频噪声的功能。该高频噪声可分解成常模噪声(normal mode noise)和共模噪声(common mode noise)。常模噪声是从噪声的发生源经由信号线传播到负载的噪声。另一方面，共模噪声是经由信号线传播到接地侧的噪声。

作为降低常模噪声的一个方法，以往公开了以使2个线间电容器的电流成为相互逆向的方式使电容器之间的布线交叉奇数次的噪声滤波器(例如参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第6113292号公报(4-5页、图1、2)

发明内容

在以往的噪声滤波器中，2个线间电容器的电流相互成为逆向，所以能够降低2个线间电容器彼此的磁耦合。其结果，能够提高针对常模噪声的衰减特性。

然而，无法降低线间电容器自身具有的残留电感，所以无法大幅改善针对常模噪声的衰减特性。

本发明是为了解决如上述的课题而完成的，其目的在于降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

在本发明所涉及的噪声滤波器中具备：第1导入布线，一方的端部成为第1导入端部；第2导入布线，一方的端部成为第2导入端部；第3导入布线，一方的端部成为第3导入端部；第4导入布线，一方的端部成为第4导入端部；第1连接布线，连接第1导入布线的另一方的端部和第4导入布线的另一方的端部；第2连接布线，连接第2导入布线的另一方的端部和第3导入布线的另一方的端部；第1电容器，连接于第1导入布线与第2导入布线之间；以及第2电容器，连接于第3导入布线与第4导入布线之间，其中，使第1连接布线和第2连接布线的至少一部分平行。

在本发明中，通过使在作为2个线间电容器的第1电容器和第2电容器中流过的电流相互成为逆向，同时使在第1连接布线和第2连接布线中流过的电流成为平行并且相同的方向，能够使连接布线和线间电容器磁耦合。其结果，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

附图说明

图1是本发明的实施方式1中的噪声滤波器的示意图。

图2是本发明的实施方式1中的噪声滤波器的示意图。

图3是本发明的实施方式1中的噪声滤波器的说明图。

图4是本发明的实施方式1中的噪声滤波器的说明图。

图5是本发明的实施方式1中的噪声滤波器的说明图。

图6是本发明的实施方式1中的噪声滤波器的说明图。

图7是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。

图8是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。

图9是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。

图10是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的特性图。

图11是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。

图12是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。

图13是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。

图14是本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。

图15是本发明的实施方式2所涉及的转换器装置的示意图。

图16是本发明的实施方式3中的噪声滤波器的示意图。

图17是本发明的实施方式3中的噪声滤波器的示意图。

图18是本发明的实施方式4中的噪声滤波器的示意图。

图19是本发明的实施方式5中的噪声滤波器的示意图。

图20是本发明的实施方式5中的噪声滤波器的示意图。

图21是本发明的实施方式6中的噪声滤波器的示意图。

图22是本发明的实施方式6中的噪声滤波器的示意图。

图23是本发明的实施方式7中的噪声滤波器的示意图。

图24是本发明的实施方式8中的噪声滤波器的示意图。

图25是本发明的实施方式8中的噪声滤波器的示意图。

图26是本发明的实施方式9中的噪声滤波器的示意图。

图27是本发明的实施方式9中的噪声滤波器的示意图。

图28是本发明的实施方式10中的噪声滤波器的示意图。

图29是本发明的实施方式11中的噪声滤波器的示意图。

图30是本发明的实施方式12中的噪声滤波器的示意图。

(附图标记说明)

1：噪声滤波器；2：第1导入端部；3：第1导入布线3；4：第2导入端部；5：第2导入布线；6：第3导入端部；7：第3导入布线；8：第4导入端部；9：第4导入布线；10、11、13、14：端部、12：第1连接布线；15：第2连接布线；16：第1电容器；17：第2电容器；21：第1层；22第2层；23、24：通孔；25：转换器；26：交流电源；41：商用电源(交流电源)；42：室外机；43：转换器电路；44：马达；45：逆变器电路、48、50：接地线；51：印刷基板；52：布线部；53：跳线；55：电磁屏蔽部；47、56：地；57：第3层；58：导体层；59：留隙(clearance)区域。

具体实施方式

实施方式1.

图1是用于实施本发明的实施方式1所涉及的噪声滤波器的示意图。图1是示意地示出使用2层的印刷基板的噪声滤波器的布线图案的立体图。本实施方式的噪声滤波器1具备：

第1导入布线3，一方的端部成为第1导入端部2；

第2导入布线5，一方的端部成为第2导入端部4；

第3导入布线7，一方的端部成为第3导入端部6；

第4导入布线9，一方的端部成为第4导入端部8；

第1连接布线12，连接第1导入布线3的另一方的端部10和第4导入布线9的另一方的端部11；

第2连接布线15，连接第2导入布线5的另一方的端部13和第3导入布线7的另一方的端部14；

第1电容器16，连接于第1导入布线3与第2导入布线5之间；以及

第2电容器17，连接于第3导入布线7与第4导入布线9之间。

本实施方式的印刷基板是2层的印刷基板，第2连接布线15以外的端部、布线形成于第1层21，第2连接布线15形成于第2层22。第1层21和第2层22隔着绝缘层(未图示)配置。

第2导入布线5的另一方的端部13和第2连接布线15的连接、以及第3导入布线7的另一方的端部14和第2连接布线15的连接经由通孔23、34分别连接。另外，第1连接布线12和第2连接布线15隔着绝缘层而在上下平行地配置。

在本实施方式中，设为在噪声滤波器1的第1导入端部2与第2导入端部4之间，连接有包括开关电路的例如转换器25，在第3导入端部6与第4导入端部8之间，连接有例如交流电源26而进行说明。

另外，在图1中，将垂直地贯通印刷基板的导体层、绝缘层的方向设为z轴，将第1连接布线12和第2连接布线15平行的方向设为y轴，将与z轴以及y轴垂直的方向设为x轴。

图2是示出本实施方式中的噪声滤波器1的电路结构的示意图。在图2中，各符号与图1的符号一致。另外，设为xyz轴也相同。另外，在图2中，在第1连接布线12以及第2连接布线15记载的箭头表示第1连接布线12和第2连接布线15平行。使用图2，说明本实施方式的噪声滤波器的动作。此外，在以下的说明中，电流意味着交流电流，根据噪声滤波器的观点，是指由于设备的控制信号、在电力供给中不需要的高频信号发生的噪声电流。该噪声电流由于在开关时产生的电压、电流的急减的时间变化、共振现象而发生。关于该高频信号在导体中传递而传输的传导噪声，在例如国际电机标准会议(IEC)中，在150kHz至30MHz的范围中决定了既定值。另外，关于从导体向空间释放该高频信号而产生的放射噪声，在IEC中在30MHz至1GHz的范围中决定了既定值。此外，这样的高频信号成为设备的误动作、设备内部的电子电路的破坏的原因，所以最好不存在，在车辆设备等中还有时在更宽频带中决定严格的既定值，为了降低其噪声，使用如本实施方式的噪声滤波器。

图3是示出本实施方式中的噪声滤波器1的动作的说明图。在图3中，箭头表示噪声电流流动的方向。设为从连接于第1导入端部2与第2导入端部4之间的转换器25向噪声滤波器1流入由于高频信号发生的噪声电流。设为第1导入端部2是正极、第2导入端部4是负极而进行说明。从第1导入端部2流入的噪声电流通过第1导入布线3分流为在第1电容器16中流过的噪声电流和在第1连接布线12中流过的噪声电流。在此，为了简化，认为在第1电容器16中流过的电流值和在第1连接布线12中流过的电流值相等，但在实际的电路中，通常第1电容器的残留电感、残留电阻分量大于布线的残留电感、残留电阻，所以一般在第1电容器中流过的电流值小于在第1连接布线中流过的电流值。

在第1电容器16中流过的噪声电流经由第2导入布线5以及第2导入端部4返回到转换器25。在第1连接布线12中流过的噪声电流经由第4导入布线9分流为在第2电容器17中流过的噪声电流和流入到交流电源26的噪声电流。在此，也为了简化，认为在第2电容器17中流过的电流值大于流入到交流电源26的电流值，而在实际的电路中也由于布线的电感、包含交流电源的内部阻抗的交流电源侧的阻抗大，所以一般在第2电容器17中流过的电流值更大。

另外，即使在交流电源侧的阻抗低的情况下，将一般被用作噪声滤波器的常模扼流线圈、共模扼流线圈作为本实施方式的噪声滤波器而在交流电源之间使用即可。其原因为，在常模扼流线圈中，由于电感分量、残留电阻的影响，交流电源侧的阻抗上升，在共模扼流线圈中，由于由泄漏磁场引起的电感分量、残留电阻的影响，交流电源侧的阻抗上升。

在第2电容器17中流过的噪声电流成为经由第3导入布线7在第2连接布线15中流过的噪声电流。这样，从转换器25流入的噪声电流在噪声滤波器1内流过。

图4是示出本实施方式中的噪声滤波器1的动作的说明图。在图4中，波线所示的环路是起因于从转换器25流入的噪声电流而按照右螺旋定律发生的布线周围的磁场。在图4所示的磁场中，关于朝向相同的部分，相互加强，关于朝向相逆的部分，相互减弱。在此，假设为在第1电容器16中流过的电流值和在第1连接布线12中流过的电流值相同。因此，在第1电容器16与第1连接布线12之间的区域中，由分别流过的电流产生的磁场由于磁场强度大致相同且相互逆向，所以可认为被抵消。因此，在该区域中残留的磁场成为由在第2连接布线15中流过的噪声电流产生的磁场。还能够同样地考虑第2电容器、第1连接布线、以及第2连接布线之间的区域。在该区域中，分别流过的电流所形成的磁场成为相同的朝向，所以不相互抵消而相互加强。

图5是示出本实施方式中的在噪声滤波器中发生的磁场和由于其感应电动势产生的感应电流的说明图。在图5中，在第1电容器16与第1连接布线12以及第2连接布线15之间的区域中产生的磁场能够认为在从z轴方向观察时贯通由第1电容器16、第2导入布线5、第1连接布线12、第1导入布线3形成的假想环路的磁场，所以在形成该假想环路的各部位，依照楞次定律，发生感应电动势。同样地，在第2电容器17与第1连接布线12以及第2连接布线15之间的区域中产生的磁场能够认为在从z轴方向观察时贯通由第2电容器17、第4导入布线9、第1连接布线12、第3导入布线7形成的假想环路的磁场，所以在形成该假想环路的各部位，依照楞次定律，发生感应电动势。

进而，由在-z方向上贯通第1电容器16、第2导入布线5、第1连接布线12、第1导入布线3之间的区域的磁场、和在+z方向上贯通第2电容器17、第4导入布线9、第1连接布线12、第3导入布线7之间的区域的磁场形成的磁场将第1连接布线12和第2连接布线15包含在内部。由此，在第1连接布线12和第2连接布线15中，依照楞次定律，发生感应电动势。此外，感应电动势还被称为反电动势，但在本实施方式中，统一地说明为感应电动势。

图5所示的箭头表示该感应电动势产生的感应电流，关于第1电容器16，按照从第1导入布线3向第2导入布线5的朝向，关于第2电容器17，按照从第3导入布线7向第4导入布线9的朝向，关于第1连接布线，按照从第4导入布线9向第1导入布线3的朝向，关于第2连接布线15，按照从第2导入布线5向第3导入布线7的朝向，发生感应电流。

此外，在考虑感应电动势的情况下，将上述假想环路考虑为闭环。以下，示出将该假想环路考虑为闭环的条件。相对在第1导入布线3、第1连接布线12以及第1电容器16中流过的电流的相位，在第2导入布线5中流过的电流的相位起因于第4导入布线9、第2电容器17以及第3导入布线7的布线的长度而延迟。但是，如果第4导入布线9、第2电容器17、第3导入布线7的布线以及第2导入布线5的长度所引起的电长度小于电流具有的波长的1/2，则其相位的延迟可忽略，能够认为形成1个闭环。

例如，考虑构成使100MHz的频率的噪声电流衰减的噪声滤波器的情况。在将噪声滤波器的第4导入布线9、第2电容器17、第3导入布线7以及第2导入布线的合计长度设为0.1m时，由于100MHz是波长3m，所以布线长度/波长是0.1m/3m而小于1/2，能够将假想环路考虑为1个闭环。另外，在相同的噪声滤波器中，对于1GHz的噪声电流，由于1GHz是波长0.3m，所以布线长度/波长是0.1m/0.3m而小于1/2，在该情况下也能够将假想环路考虑为1个闭环。此外，布线长度/波长为1/2是最低条件，该比最好是小。因此，最好缩短噪声滤波器的布线长度。

图6是示出将从图3所示的转换器25在噪声滤波器1中由于高频信号发生的噪声电流、和图5所示的感应电动势产生的感应电流合成的电流的流动的说明图。在图6中，图内的箭头的大小定性地表示电流的大小，表示箭头越大，电流量越大。如图6所示，在第1电容器16中流过的电流通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场而变大。另外，可知在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流变小，在第2电容器17中流过的电流也变小。换言之，第1电容器16的残留电感看起来变小，在第1电容器16中流过的电流增大。另外，第1连接布线12以及第2连接布线15的残留电感看起来变大，在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流减少。

在第2电容器17中流过的电流的减少对于常模中的噪声滤波器来说是缺点，但相比于该缺点，提高第1连接布线12以及第2连接布线15的残留电感并且降低第1电容器16的残留电感而使电流易于流动的优点更大。

如上所述，在本实施方式的噪声滤波器中，使第1连接布线12和第2连接布线15的至少一部分成为平行，所以通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场，在第1电容器16中流过的电流变大。其结果，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

接下来，更详细地说明本实施方式的噪声滤波器的针对常模噪声的衰减特性的提高效果。

图7是用于比较的以往的噪声滤波器的示意图。图7是在与本实施方式同样的噪声滤波器中，不存在第1连接布线以及第2连接布线的结构的噪声滤波器。在该噪声滤波器中，第1导入布线3和第3导入布线7被直接连接，第2导入布线5和第4导入布线9被直接连接。因此，在第1电容器16中流过的电流的朝向和在第2电容器17中流过的电流的朝向成为相同的方向。因此，2个电容器之间的磁场按照逆向发生相同的强度的磁场，相互抵消磁场。其结果，在各个电容器中不发生感应电流，所以无法如本实施方式的噪声滤波器那样得到针对常模噪声的衰减特性的提高。

此外，图7所示的以往的噪声滤波器可视为包括将2个电容器的电容相加而成的1个电容器的滤波器。相对于此，通过采用本实施方式的构造，第1连接布线12以及第2连接布线15的残留电感提高，从而作为针对连接2个线间电容器的布线插入电感器的结构发挥功能。该结构成为与已知针对常模的噪声降低效果大的π型滤波器相同的构造。通过组合作为该π型滤波器的效果和第1电容器16的残留电感的降低，成为针对常模的噪声降低效果高的滤波器。

图8是用于比较的以往的噪声滤波器的示意图。图8是在与本实施方式同样的噪声滤波器中，第1连接布线和第2连接布线交叉的结构的噪声滤波器。图9是从z轴方向观察图8所示的以往的噪声滤波器的示意图。在该噪声滤波器中，第1导入布线3的另一方的端部10和第4导入布线9的另一方的端部11用第1连接布线12连接，第2导入布线5的另一方的端部13和第3导入布线7的另一方的端部14用第2连接布线15连接。因此，在第1电容器16中流过的电流的朝向和在第2电容器17中流过的电流的朝向成为相逆的方向。因此，能够降低2个线间电容器彼此的磁耦合，所以能够产生针对常模噪声的衰减特性。然而，第1连接布线和第2连接布线交叉，所以起因于在各个布线中流过的电流而按照右螺旋定律发生的布线周围的磁场不会相互减弱或者相互加强。因此，得不到降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性的效果。

图10是示出本实施方式所涉及的噪声滤波器的衰减特性的特性图。在图10中，横轴是频率，纵轴是表示针对常模噪声的衰减性能的混合模式(mixed-mode)中的S参数：Sdd21。在噪声滤波器的第1导入端部2与第2导入端部4之间输入正负的信号的情况下，在第3导入布线7与第4导入端部8之间输出正负的信号，而Sdd21用输出信号的振幅相对该输入信号的振幅的比来表示。因此，可以说Sdd21越小，噪声滤波器的衰减性能越高。

在图10中，实线31是图2所示的本实施方式的噪声滤波器的衰减特性，虚线32是图7所示的不存在第1连接布线以及第2连接布线的结构的以往的噪声滤波器的衰减特性，单点虚线33是图8所示的第1连接布线和第2连接布线交叉的结构的以往的噪声滤波器的衰减特性。此外，在图10的测定中使用的噪声滤波器中，第1电容器和第2电容器使用网谷电机产业株式会社制的聚酯膜电容器的型号LE334的电容器(0.33μF、尺寸17.5mm×17.5mm×9.5mm)，第1连接布线以及第2连接布线以外的、电容器之间的距离、各布线的布线长度、布线间距离相等。

在图10中，设为将Sdd21的值成为最小的频率称为共振频率。可知在图10所示的噪声滤波器中，在比共振频率高的频率中在衰减性能中出现差异。特别是在比较本实施方式的噪声滤波器和第1连接布线以及第2连接布线交叉的结构的以往的噪声滤波器时，可知在比共振频率高的频率的整个范围中提高约8dB的衰减特性。

在比共振频率低的频率中，一般相比于电容器具有的残留电感，电容器具有的电容分量决定衰减特性。相对于此，在比共振频率高的频率中，电容器具有的残留电感决定衰减特性，在本实施方式的噪声滤波器中，在该频率频带中，观察到针对常模噪声的衰减特性提高。为了提高比共振频率低的频率频带中的衰减特性，使用电容分量大的电容器即可，不论使用什么样的电容器，只要是本实施方式的噪声滤波器，就能够提高针对常模噪声的衰减特性。

此外，在本实施方式中，说明将噪声滤波器连接于包括开关电路的转换器与交流电源之间，使从转换器发生的噪声衰减的例子，但还能够应用于除此以外的噪声。在此举出一个例子时，还能够应用于如下噪声等混入到人工地制作的信号的噪声：从以开关电路、时钟脉冲为代表的数字设备发生的噪声；来自以继电器电路、恒温器放电、换向器发动机、半导体控制设备等小型电气设备、放电加工机、加热装置为代表的高频利用设备的噪声；来自以绝缘子的放电为代表的电力变电装备、以点火装置、导电弓放电为代表的与汽车、电车关联的设备的噪声；来自以广播、无线通信、雷达、便携电话为代表的无线装备的噪声。另外，还能够应用于雷放电、太阳风、电波星杂音(astronomical radio source)、静电放电等在自然界发生的噪声。

在本实施方式中，在转换器与交流电源之间连接噪声滤波器，但也可以代替交流电源而使用直流电源等。除此以外，只要并非开关元件等发生高频信号的电路，则可以连接任意的结构。但是，由于是对称性高的噪声滤波器，因此即使介于输出高频信号的电路之间，也不会丧失作为噪声滤波器的效果。

另外，在本实施方式的噪声滤波器中，相对2层的印刷基板的厚度方向即图1所示的z轴方向，平行地配置第1连接布线和第2连接布线。因此，无需增大和噪声滤波器连接的转换器25与交流电源26之间的距离即图1所示的噪声滤波器的x轴方向的尺寸。

图11是示出本实施方式中的其他噪声滤波器的电路结构的示意图。在图1以及图2所示的噪声滤波器中，第1连接布线12和第2连接布线15都是一条直线状，在z轴方向上相互平行地配置。在图11所示的其他噪声滤波器中，第1连接布线12和第2连接布线15弯曲，但在弯曲的状态下相互在z轴方向上平行。

在这样构成的噪声滤波器中，也通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场，在第1电容器16中流过的电流变大。其结果，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

图12是示出本实施方式中的其他噪声滤波器的电路结构的示意图。在图1以及图2所示的噪声滤波器中，第1连接布线12和第2连接布线15都是一条直线状，在z轴方向上相互平行地配置。在图12所示的其他噪声滤波器中，第1连接布线12和第2连接布线15都是一条直线状且平行，但在x轴方向上偏移配置。图13是从z轴方向观察图12所示的噪声滤波器的示意图。如图13所示，该噪声滤波器的第1连接布线12和第2连接布线15都是一条直线状且在x轴方向上偏移，但在y轴方向上平行地配置。

在这样构成的噪声滤波器中，也通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场，在第1电容器16中流过的电流变大。其结果，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

此外，在本实施方式中，平行地配置第1连接布线12和第2连接布线15，但无需完全平行。只要是通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场所引起的感应电动势，在第1电容器16中流过的感应电流变大即可，所以只要是起到这样的作用的范围，则也可以从完全的平行出现偏移。

作为第1电容器以及第2电容器，能够使用层叠陶瓷电容器、膜电容器、电解电容器等各种电容器。如果如本实施方式所述构成噪声滤波器，则能够与电容器的种类无关地，提高针对常模噪声的衰减特性。其原因为，通过发生感应电动势，易于在第1电容器中流过电流，不易在第1连接布线以及第2连接布线中流过电流，从而成为提高作为噪声滤波器的效果的构造。

另外，在如转换器电路与逆变器电路之间这样的开关电路彼此之间，为了抑制脉动而使用2个平滑电容器的情况较多。通过针对该2个平滑电容器，采用在本实施方式中说明的结构，残留电感大的平滑电容器的电感也能够降低，所以还能够使平滑电容器作为噪声滤波器发挥功能。由此，不需要用于噪声滤波器的追加零件、其安装空间。另外，能够不使在一方的电路中发生的噪声混入到另一方的电路，所以能够实现转换器电路、逆变器电路的稳定动作。

图14是示出本实施方式中的其他噪声滤波器的电路结构的示意图。如图14所示，用2个并联连接的电容器来构成第1电容器16。也可以这样用组合了串联、并联连接的电容器来构成第1电容器以及第2电容器。

此外，在本实施方式中，以使用印刷基板的噪声滤波器来进行说明，但也可以不使用印刷基板而用母线等导体棒、引线等导线部件构成。另外，也可以组合印刷基板和引线等来构成噪声滤波器。

实施方式2.

在实施方式1中说明的噪声滤波器中，如从图2可知，第1导入端部以及第2导入端部的组、和第3导入端部以及第4导入端部的组相互等价。即，一方的组为输入端部，另一方的组为输出端部。在实施方式1中，说明为噪声电流从第1导入端部流入，但在实施方式2中，说明噪声电流从第3导入端部流入的例子。

图15是本实施方式中的在电源与空调机的室外机之间具备时的示意图。在图15中，在噪声滤波器1的第1导入端部2与第2导入端部4之间连接有商用电源(交流电源)41，在第3导入端部6与第4导入端部8之间连接有室外机42。室外机42具备：转换器电路43，将从商用电源41经由噪声滤波器1供给的交流电力变换为直流电力；以及逆变器电路45，根据从转换器电路43输出的直流电力，供给用于控制马达44的3相的驱动电力。转换器电路43以及逆变器电路45具备开关元件。噪声滤波器的结构与实施方式1相同。

在本实施方式中，开关电路所引起的噪声电流从具备开关元件的室外机42侧流入到噪声滤波器。在本实施方式的噪声滤波器中，使第1连接布线和第2连接布线的至少一部分成为平行，所以通过在第1连接布线以及第2连接布线中流过的噪声电流所形成的磁场，在第2电容器中流过的电流变大。其结果，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

此外，在本实施方式中，关于转换器电路43，以交织型的升压转换器为例子示出，但也可以是任意的转换器电路。关于逆变器电路、转换器电路等，使用以硅为原料的半导体来构成是主流，但近年来，使用电力变换效率更高、小型且高速动作的以碳化硅、氮化镓、氧化镓、金刚石等为原料的宽带隙半导体。这些宽带隙半导体由于能够高速动作，所以相比于以往的以硅为原料的半导体，上升时间、下降时间短且能够降低开关损失，但发生更高频信号，所以发生振幅大的噪声电流。即便是振幅大的噪声电流，通过使用本实施方式的噪声滤波器，在使用宽带隙半导体的转换器电路中也不会增加滤波器的尺寸、成本，而能够进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

实施方式3.

图16是用于实施本发明的实施方式3所涉及的噪声滤波器的示意图。图16是示意地示出使用1层的印刷基板51的噪声滤波器的布线图案的立体图。本实施方式的噪声滤波器1具备：第1导入布线3，一方的端部成为第1导入端部2；第2导入布线5，一方的端部成为第2导入端部4；第3导入布线7，一方的端部成为第3导入端部6；第4导入布线9，一方的端部成为第4导入端部8；第1连接布线12，连接第1导入布线3的另一方的端部10和第4导入布线9的另一方的端部11；第2连接布线15，连接第2导入布线5的另一方的端部13和第3导入布线7的另一方的端部14；第1电容器16，连接于第1导入布线3与第2导入布线5之间；以及第2电容器17，连接于第3导入布线7与第4导入布线9之间。

在本实施方式的噪声滤波器中，第2连接布线15包括形成于印刷基板51的表面的布线部52、和连接该布线部52与第2导入布线5的另一方的端部13的跳线53。布线部52与第1连接布线12平行地形成，跳线53跨越第1连接布线12地形成。

进而，在该噪声滤波器1的第1导入端部2与第2导入端部4之间，连接有转换器25，在第3导入端部6与第4导入端部8之间，连接有交流电源26。

在这样构成的噪声滤波器中，从转换器25流入的噪声电流与实施方式1同样地，在第1连接布线12中流过的噪声电流的朝向和在第2连接布线15中流过的噪声电流的朝向相同。另外，第1连接布线12和第2连接布线15的布线部52平行。

这样，在本实施方式的噪声滤波器中，使第1连接布线12和第2连接布线15的至少一部分成为平行，所以通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场，在第1电容器16中流过的电流变大。其结果，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

此外，在图16所示的噪声滤波器中，第2连接布线15包括形成于印刷基板的表面的布线部和跨越第1连接布线12的跳线，但也可以是第1连接布线12包括形成于印刷基板的表面的布线部和跨越第2连接布线15的跳线。

图17是本实施方式所涉及的其他噪声滤波器的示意图。在图16所示的噪声滤波器中，第2连接布线15包括与第1连接布线12平行地形成的布线部52、和跨越第1连接布线12的跳线53。在图17所示的噪声滤波器中，第2连接布线15包括与第1连接布线12平行地形成的布线部52、和跨越第4导入布线9的跳线53。

在这样构成的噪声滤波器中，从转换器25流入的噪声电流也与实施方式1同样地，在第1连接布线12中流过的噪声电流的朝向和在第2连接布线15中流过的噪声电流的朝向相同。另外，第1连接布线12和第2连接布线15的布线部52平行。

因此，与图16所示的噪声滤波器同样地，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

此外，在图17所示的噪声滤波器中，第2连接布线15包括形成于印刷基板的表面的布线部和跨越第4导入布线9的跳线，但也可以是第1连接布线12包括形成于印刷基板的表面的布线部和跨越第2导入布线5的跳线。

在本实施方式中说明的噪声滤波器能够由1层的印刷基板构成。在实施方式1中，说明了由2层的印刷基板构成的噪声滤波器，但第1连接布线12和第2连接布线15的距离由印刷基板的绝缘层的厚度决定。多层印刷基板的绝缘层的厚度是无法自由地决定的。

为了通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场增大在第1电容器16中流过的电流，第1连接布线12和第2连接布线15的间隔最好尽可能短。在本实施方式中，在相同的印刷基板上形成第1连接布线12和第2连接布线15成为平行的部分，所以在满足绝缘性的范围内能够缩短布线的间隔。其结果，易于调整磁场的强度。

实施方式4.

图18是示出用于实施本发明的实施方式4所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器的结构与实施方式1相同，但在如下方面不同：构成为连接第1电容器16的与第1导入布线3的连接点和第1电容器16的与第2导入布线5的连接点的线段与y轴方向平行，以使第1连接布线12和第2连接布线15与y轴方向平行且使在第1电容器16中流过的电流的朝向与它们平行。

通过这样构成，能够进一步增大通过在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场在第1电容器16中流过的电流。

此外，在第2电容器17中流过的电流的朝向最好不与第1连接布线12以及第2连接布线15平行。为此，在本实施方式中，构成为连接第2电容器17的与第3导入布线7的连接点和第2电容器17的与第4导入布线9的连接点的线段不与y轴方向平行。

通过这样构成，通过在第2电容器17中流过的电流所形成的磁场、和在第1连接布线12以及第2连接布线15中流过的电流所形成的磁场偏移，不易使磁场相互加强，所以能够抑制在第2电容器17中流过的电流变小。

实施方式5.

图19是用于实施本发明的实施方式5所涉及的噪声滤波器的示意图。图19是示意地示出使用2层的印刷基板的噪声滤波器的布线图案的立体图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器相同，但布线的粗细等不同。

如图19所示，在本实施方式的噪声滤波器中，使第2连接布线15的布线宽度比第1连接布线12的布线宽度粗，并且使通孔23、34分别成为2个。

图20是示出本实施方式中的噪声滤波器1的电路结构的示意图。图20示出连接第2导入布线5的另一方的端部13和第3导入布线7的另一方的端部14的布线部分的布线宽度变粗。

第2连接布线15为了避免与第1连接布线12接触，成为经由2层的印刷基板的第2层22的结构。因此，相比于连接端部10和端部11的第1连接布线12的布线长度，连接端部13和端部14的第2连接布线15的布线长度更长。布线长度的差成为布线具有的残留电感的差，所以如果是相同的布线宽度，则第2连接布线15的残留电感大于第1连接布线12的残留电感。其结果，在第2连接布线15中流过的噪声电流所引起的感应电动势变小。

如本实施方式所述，使第2连接布线15的布线宽度比第1连接布线12的布线宽度粗，并且使通孔23、34分别成为2个，所以能够减小第2连接布线15的残留电感。其结果，在第2连接布线15中流过的噪声电流所引起的感应电动势变大，能够提高噪声滤波器的衰减特性。

实施方式6.

图21是示出用于实施本发明的实施方式6所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器相同，但缩短了第1电容器16和第1导入布线3的连接布线的长度、以及第1电容器16和第2导入布线5的连接布线的长度。

通过这样缩短第1电容器16的两端部之间的长度，能够减小第1电容器16的残留电感。其结果，线间电容器自身具有的残留电感变得更小，能够进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

图22是示出本实施方式所涉及的其他噪声滤波器的电路结构的示意图。在图22所示的噪声滤波器中，缩短了第2电容器17和第3导入布线7的连接布线的长度、以及第2电容器17和第4导入布线9的连接布线的长度。

通过这样缩短第2电容器17的两端部之间的长度，能够减小第2电容器17的残留电感。其结果，线间电容器自身具有的残留电感变得更小，能够进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

实施方式7.

图23是示出用于实施本发明的实施方式7所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器类似，但在接下来的方面不同。

由2个电容器16a和16b的串联连接构成第1电容器，将该2个电容器的连接点46用接地线48连接到地电位的地47。进而，由2个电容器17a和17b的串联连接构成第2电容器，将该2个电容器的连接点49用接地线50连接到地电位的地47。在此，地47是搭载本实施方式的噪声滤波器的设备的金属框体，该金属框体的地最好在框体内是相同的电位，进而该金属框体最好为与地电位相同的电位。

在这样构成的噪声滤波器中，通过与实施方式1同样的作用，能够进一步提高针对常模噪声的衰减特性。进而，用接地线与地连接，所以也能够降低经由信号线传播到接地侧的共模噪声。

另外，2个电容器16a以及16b、以及2个电容器17a以及电容器17b还能够视为用于使共模噪声降低的对地间电容器。设为第1导入端部2是正极、第2导入端部4是负极而进行说明。如在实施方式1中说明，通过第1连接布线12和第2连接布线15所形成的磁场，易于在电容器16a和电容器17a中流过电流，但由于2个电容器的连接点46、49与地47连接，所以不易在电容器16b和电容器17b中流过电流。从正极流入的电流经由电容器16a、电容器17b流入到地，向负极流出的电流经由电容器16b、电容器17a流入到地。此时，在本实施方式的噪声滤波器中，由于感应电动势而易于流过电流的是电容器16a和电容器17a，相反地不易流过电流的是电容器16b和电容器17b。因此，从正极流入的电流经过电流易于流过的电容器16a和电流不易流过的电容器17b，向负极流出的电流经过电流不易流过的电容器16b和电流易于流过的电容器17a。因此，从第1导入布线3流向第4导入布线9的电流值、和从第2导入布线5流向第3导入布线7的电流值大致相等，对称性提高，所以能够降低从常模变换为共模的噪声。

此外，在本实施方式中，由2个对地间电容器构成第1电容器和第2电容器这两方，但不推荐由对地间电容器仅构成第1电容器以及第2电容器中的某一方。其原因为，电容器16a易于流过电流，相对于此，电容器16b也易于流过电流，所以从正极流入的电流和向负极流出的电流的对称性恶化，所以从常模变换为共模的噪声增大。

此外，在本实施方式中，分别由2个对地间电容器构成第1电容器以及第2电容器，但也可以代替2个对地间电容器而由残留电感小的3端子电容器、残留电感小的纵横反转型的层叠陶瓷电容器构成。

实施方式8.

图24是示出用于实施本发明的实施方式8所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器类似，但在接下来的方面不同。

在实施方式1的噪声滤波器中，第2电容器17设置于2层印刷基板的第1层。在本实施方式中，将第2电容器17配置到相对第1电容器在z轴方向上偏移的位置。例如，能够通过在实施方式1中说明的噪声滤波器中将第2电容器17设置到第2层来实现。

在这样构成的噪声滤波器中，通过与实施方式1同样的作用，能够进一步提高针对常模噪声的衰减特性。

另外，第1电容器16和第2电容器17的距离分开，所以电容器彼此的磁耦合降低，针对常模噪声的衰减特性得到改善。进而，在膜电容器等具有大尺寸的电容器中，与布线未交叉时相比，通过交叉而在2个电容器相向的面产生大的电位差。其结果，在2个电容器之间发生电耦合，该电耦合的路径成为不经过第1连接布线12和第2连接布线15的路径，所以针对常模噪声的衰减特性恶化。该电耦合与磁耦合中的改善量相比充分小，但在本实施方式的结构中，不发生这样的电耦合，所以针对常模的衰减特性得到改善。

此外，在本实施方式中，说明了使用2层印刷基板，将第1电容器16设置到第1层，并将第2电容器17设置到第2层的结构，但也可以是相反的位置关系。

图25是示出本实施方式所涉及的其他噪声滤波器的电路结构的示意图。如图25所示，也可以使第3导入布线7以及第4导入布线9的部分延伸至在z轴方向上偏移的位置。

实施方式9.

图26是示出用于实施本发明的实施方式9所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器类似，但在接下来的方面不同。

在实施方式1的噪声滤波器中，平行地配置了第1连接布线12和第2连接布线15。在本实施方式的噪声滤波器中，除此以外还平行地配置第1导入布线3和第2导入布线5，并且也平行地配置第3导入布线7和第4导入布线9。

通过这样构成，从第1导入布线3流入到第4导入布线9的电流的朝向、和从第3导入布线7流入到第2导入布线5的电流的朝向在yz平面中具有对称性，所以能够减小由于非对称性产生的从常模变换为共模的噪声分量。

图27是示出本实施方式所涉及的其他噪声滤波器的电路结构的示意图。在图27所示的噪声滤波器中，对于图26所示的噪声滤波器的结构，进而使第1连接布线12的两端在y轴方向上分别延伸，使第1连接布线12的长度与第2连接布线15的长度相同。

通过这样构成，第1连接布线12的残留电感和第2连接布线15的残留电感相等，所以能够进一步减小由于非对称性产生的从常模变换为共模的噪声分量。

实施方式10.

图28是示出用于实施本发明的实施方式10所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器类似，但在接下来的方面不同。

具备包围第1电容器16、第2电容器17、第1连接布线12以及第2连接布线15的电磁屏蔽部55，该电磁屏蔽部55与地56连接。该地56既可以是搭载本实施方式的噪声滤波器的设备的金属框体，也可以是直接对地连接的地。

这样构成的噪声滤波器能够防止来自外部的磁场侵入到由第1电容器16、第2导入布线5、第1连接布线12、第2连接布线15、第1导入布线3形成的假想环路，所以能够可靠地在该假想环路内产生感应电动势。其结果，能够降低线间电容器自身具有的残留电感来更可靠地提高针对常模噪声的衰减特性。

实施方式11.

图29是示出用于实施本发明的实施方式11所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器类似，但在接下来的方面不同。

在本实施方式中，包括3层的印刷基板，在第3层57中，具备导体层58和未形成导体层的留隙区域59。该留隙区域59在与形成于第2层22的第2连接布线15相向的位置处包括比第2连接布线15的区域大的区域。

在假设第3层57的导体层58形成于第3层57的全部区域时，导体层58妨碍在第1连接布线和第2连接布线中流过的电流所形成的磁场环路。其结果，在由第1电容器16、第2导入布线5、第1连接布线12、第2连接布线15、第1导入布线3形成的假想环路内发生的感应电动势变弱。

如本实施方式所述，在包括3层的印刷基板的情况下，通过在第3层中设置比第2连接布线15的区域大的区域的留隙层，能够使在假想环路内发生的感应电动势高效地发生。设置该留隙层的构造在使用4层以上的印刷基板的情况下也是同样的。

实施方式12.

图30是示出用于实施本发明的实施方式12所涉及的噪声滤波器的电路结构的示意图。本实施方式的噪声滤波器1与实施方式1的噪声滤波器类似，但在接下来的方面不同。

如图30所示，在本实施方式的噪声滤波器中，使相互相向地配置的第1导入布线3的另一方的端部10以及第3导入布线7的另一方的端部14的形状变圆，进而使相互相向地配置的第2导入布线5的另一方的端部13以及第4导入布线9的另一方的端部11的形状变圆。

在本实施方式的噪声滤波器中，平行地配置第1连接布线12和第2连接布线15。因此，相比于图8所示的第1连接布线和第2连接布线正交的结构的以往的噪声滤波器，端部10与端部14之间的距离、以及端部13与端部11之间的距离更短。另外，在第1导入布线3与第3导入布线7之间、第1导入布线3与第2导入布线5之间，施加从交流电源26的第3导入端部6和第4导入端部8输入的高的电压。在布线之间产生电位差，所以在布线的端部彼此的距离比以往变短时，可能出现放电的产生、绝缘破坏等。

放电以尖锐的角为起点发生的情形较多，但通过如本实施方式所述，使易于产生电位差的布线的端部彼此的形状变圆，能够防止放电的产生、绝缘破坏等。

此外，也可以使易于产生电位差的布线的端部彼此的距离变长来代替使易于产生电位差的布线的端部彼此的形状变圆的结构。