一种完整的被动型铷原子钟设计方法和装置

技术领域

本发明涉及被动型铷原子钟设计技术领域，具体地说，涉及一种完整的被动型铷原子钟设计方法和装置。

背景技术

随着我国航空领域的发展，几乎每年多会有数颗人造地球卫星升上太空，并且对人造地球卫星的发射系统、导航、运载火箭导航、导弹系统、无线通讯、电视转播、收发分置雷达、GPS等空间技术的发展对所采用频率与时间基准的长、短期准确度和稳定性要求越来越高。

由于铷辐射频率具有长时间的稳定性，被动型铷原子的共振频率被频率标准确定为基准频率，用作频率标准和时间标准的铷原子频标具有低漂移、高稳定性、抗辐射、体积小、重量轻、功耗低等特点，准确度极高的被动型铷原子钟，在370万年中的走时误差不超过1s

但被动型铷原子输出的1pps信号，是由铷振荡器频率信号分频得到的，并且同步于GPS输出的UTC时间，但在同步过程中会出现跳频现象，可能会出现频率的偏差，但无法对偏差进行同步检测和及时修正。

发明内容

本发明的目的在于提供一种完整的被动型铷原子钟设计方法和装置，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供一种完整的被动型铷原子钟设计方法和装置，包括微控制器、卫星时间同步模块、测试系统、频率漂移修正模块、运行可靠性监测模块和部件参数大数据建模，其中：

微控制器与卫星时间同步模块连接；卫星时间同步模块的输出端与测试系统连接；测试系统的输出端与频率漂移修正模块连接；频率漂移修正模块的输出端与运行可靠性监测模块连接；运行可靠性监测模块的输出端与部件参数大数据建模连接。

作为本技术方案的进一步改进，所述测试系统包括场强测试模块和稳定度测试模块；场强测试模块的输入端与所述卫星时间同步模块连接；场强测试模块的输出端与稳定度测试模块连接；场强测试模块和稳定度测试模块均与微控制器双向连接；稳定度测试模块的输出端与频率漂移修正模块连接。

作为本技术方案的进一步改进，所述卫星时间同步模块包括温度补偿模块、晶体震荡模块、DDS分频模块、GPS接收模块、量子系统、鉴相器和短稳模块，其中：

晶体震荡模块的输入端与微控制器连接，并且晶体震荡模块的输出端经过隔离放大器将频率信号输出至DDS分频模块和短稳模块，以通过短稳模块将信号传输至量子系统；DDS分频模块的输出端与鉴相器连接；鉴相器的输出端与晶体震荡模块连接；鉴相器的输入端与GPS接收模块连接；晶体震荡模块的输入端还与温度补偿模块双向连接。

作为本技术方案的进一步改进，所述短稳模块包括VCXO、时间修正模块、伺服模块和压控修正模块，其中：

VCXO的输出端与量子系统连接形成传统电子线路；量子系统的输出端与伺服模块连接；伺服模块的输出端和输入端分别与压控修正模块和时间修正模块连接；压控修正模块的输出端与VCXO连接；VCXO的输出端还与时间修正模块连接；时间修正模块的输入端还与GPS接收模块连接。

作为本技术方案的进一步改进，所述场强测试模块包括光场测试模块、微波场测试模块、磁场测试模块、温度场测试模块和电场测试模块。

作为本技术方案的进一步改进，所述频率漂移修正模块包括频率漂移稳定度测试仪、铷原子频标物理系统、磁场恒流源驱动模块和D/A转换器。

本发明目的之二在于，提供了一种完整的被动型铷原子钟设计方法，包括上述中任意一项所述的完整的被动型铷原子钟设计装置，包括如下方法步骤：

S1、卫星时间同步：GPS接收机接收来自于GPS天线的频率信号，并与与来自于晶体振荡器中产生的频率信号经过DDS分频器1/1000分频后得到的频率信号，与GPS接收机产生的频率信号进行鉴相；

S2、场强测试：利用光场测试模块、微波场测试模块、磁场测试模块、温度场测试模块和电场测试模块对原子钟的场强进行检测；

S3、稳定度测试：评估被检测频率源稳定度指标，并选择同级别或高级别于被测频率源的信号源作为补偿检测量源；

S4、频率漂移修正：利用铷原子频标，假定日稳定度及日漂移的量级，并根据日稳定度及日漂移的量级进行修正。

作为本技术方案的进一步改进，所述S2中光场测试模块采用光抽运的方法提高被动型铷原子钟的信噪比，其抽运光对被动型铷原子的能级移动为：

其中，P为偶极矩算符；E为时光电场的复振幅，γ为α激发态的寿命；Eα为为激发态；E

作为本技术方案的进一步改进，所述S4中铷原子频标采用螺旋管电流方式，其电流产生的磁场大小计算公式如下：

其中，n为线圈单位长度匝数；I为通电电流；

作为本技术方案的进一步改进，所述线圈单位长度匝数的计算公式如下：

其中，m为磁场绕线的圈数；r为绕线的半径。

与现有技术相比，本发明的有益效果：通过VCXO分频信号与GPS秒脉冲信号做对比，以对频率的偏差检测，另外铷原子频标整机频率输出信号经隔离放大器后，一路用作输出用，另一路送至频率漂移、稳定度测试仪中，与高稳时钟信号做对比，得出原始频差，然后利用微控制器实现对频率的偏差修正的控制。

附图说明

图1为本发明的整体模块框图；

图2为本发明的晶体震荡模块框图；

图3为本发明的温度补偿模块电路示意图其一；

图4为本发明的温度补偿模块电路示意图其二；

图5为本发明的DDS分频模块框图；

图6为本发明的VCXO修正模模块框图其一；

图7为本发明的VCXO修正模模块框图其二；

图8为本发明的VCXO频率信号及GPS秒脉冲对比示意图；

图9为本发明的原子钟同步模块框图；

图10为本发明的VCXO分频信号、GPS秒脉冲以及本地参考源信号对比示意图其一；

图11为本发明的VCXO分频信号、GPS秒脉冲以及本地参考源信号对比示意图其二；

图12为本发明的VCXO分频信号和本地参考源信号电路示意图；

图13为本发明的铷原子频标模块框图；

图14为本发明的检测信号函数图；

图15为本发明的光谱灯电路示意图；

图16为本发明的磁场和中心频率函数图；

图17为本发明的伺服电路示意图；

图18为本发明的光检信号高、低电平的转换示意图；

图19为本发明的微波功率函数图其一；

图20为本发明的微波功率函数图其二；

图21为本发明的负反馈恒流源电路示意图；

图22为本发明的整体流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1-图22，本发明提供技术方案：

本发明提供一种完整的被动型铷原子钟设计方法和装置，包括微控制器、卫星时间同步模块、测试系统、频率漂移修正模块、运行可靠性监测模块和部件参数大数据建模，其中：

请参阅图2所示，微控制器与卫星时间同步模块连接；卫星时间同步模块的输出端与测试系统连接；测试系统的输出端与频率漂移修正模块连接；频率漂移修正模块的输出端与运行可靠性监测模块连接；运行可靠性监测模块的输出端与部件参数大数据建模连接。

此外，所述测试系统包括场强测试模块和稳定度测试模块；场强测试模块的输入端与所述卫星时间同步模块连接；场强测试模块的输出端与稳定度测试模块连接；场强测试模块和稳定度测试模块均与微控制器双向连接；稳定度测试模块的输出端与频率漂移修正模块连接。

进一步的，所述卫星时间同步模块包括温度补偿模块、晶体震荡模块、DDS分频模块、GPS接收模块、量子系统、鉴相器和短稳模块，其中：

请参阅图2所示，晶体震荡模块的输入端与微控制器连接，并且晶体震荡模块的输出端经过隔离放大器将频率信号输出至DDS分频模块和短稳模块，其中DDS分频模块的参考频率信号可以采用晶体振荡模块本身产生的频率信号，如图5所示，以通过短稳模块将信号传输至量子系统；DDS分频模块的输出端与鉴相器连接；鉴相器的输出端与晶体震荡模块连接；鉴相器的输入端与GPS接收模块连接，以形成PLL环路，GPS接收模块优选采用Jupiter12系列TU35-D410-021 GPS模块作为GPS接收机核心部分，该模块提供与1PPS信号同步的10KHz频率输出；晶体震荡模块的输入端还与温度补偿模块双向连接。

此外，请参阅图3所示，温度补偿模块中的桥路测温主要由两个阻值相同的R，一个预设温度值热敏电阻传感器Ro及测温热敏电阻Rk组成，并分为如下两种情况：

当半导体元器件工作环境温度恒定时，即热敏电阻Rk测量值与预设值Ro相等，此时电阻桥路A、B端输出电压差将为0，整个温度补偿输出端Uout输出为0；

当半导体元器件工作环境温度发生改变时，则桥路的A、B端形成一定的电压差，通过电压跟随器A1及A2的传递送至A3进行差分放大，考虑到放大后的电压差能够有效得采集，所以在差分放大A3的输出端增加了一个增益线性调节电路A4，得到的温度补偿电压差Uout送至微处理器处理后，经压控电压2作用于与晶体振子相串接的变容二极管D2上，通过晶体振子串联电容量的变化，对晶体振子的非线性频率漂移进行补偿。

除此之外，晶体振荡模块由热敏电阻R1和变容二极管D1、D2、D3及基本起振振子电路组成，请参阅图4所示，R1在振荡器中与晶体振子串联而成的，在恒温控制温度变化时，热敏电阻的阻值和晶体等效串联电容容值相应变化，从而抵消或削减振荡频率的温度漂移。

来自于GPS接收机产生的信号与晶体振荡产生的信号通过鉴相器后得到的GPS纠偏信号，即压控电压1作用于与晶体振子相串接的变容二极管D1上，通过晶体振子串联电容量的变化，对晶体振子的非线性频率漂移进行补偿。

来自于温度补偿模块中的桥式压差信号，其反映了晶体振荡模块外围元器件的工作环境温度信息，馈送至微处理器后，经处理得到压控电压2作用于与晶体振子相串接的变容二极管D2上，通过晶体振子串联电容量的变化，对晶体振子的非线性频率漂移进行补偿。

来自于量子系统的量子纠偏信号，其反映了晶体振荡模块的10MHz送至量子系统后，经过原子频标电路部分的倍频、综合，微波混频后微波频率是否对准原子基态0-0跃迁频率信息，经处理得到压控电压3作用于与晶体振子相串接的变容二极管D3上，通过晶体振子串联电容量的变化，对晶体振子的输出10MHz信号频率进行纠偏。

具体的，所述短稳模块包括VCXO、时间修正模块、伺服模块和压控修正模块，其中：

VCXO的输出端与量子系统连接形成传统电子线路；量子系统的输出端与伺服模块连接；伺服模块的输出端和输入端分别与压控修正模块和时间修正模块连接；压控修正模块的输出端与VCXO连接；VCXO的输出端还与时间修正模块连接；时间修正模块的输入端还与GPS接收模块连接。

值得说明的是，GPS修正时请参阅图6和图7所示，接收机获得GPS卫星发送的信号，经转换处理后获得秒脉冲信号送至时间修正模块中，在秒脉冲的一个周期范围内对VCXO输出的频率信号进行计数并获得相应的修正值送至伺服模块，并通过压控修正模块输出相应的直流纠集电压作用于VCXO，相应的时序如图8所示GPS秒脉冲闸门信号宽度为T在高电平时，经t1时间后，VCXO频率信号第一个脉冲的上升沿，使计数器使能端有效，开始VCXO频率信号计数，当T秒后，GPS秒脉冲闸门低电平到来时，没有停止计数，经过t2时间后，等到随后而至的VCXO频率信号的上升沿到来时计数器关闭，这里使能信号的时间宽度，等于VCXO频率信号的完整周期数N；然后根据上述相关参数：T、t1、t2、N，按照传统GPS时差比对伺服模块可以获得对应的VCXO频率信号的修正值，并通过压控修正模块输出相应的直流纠集电压作用于VCXO。

此外，使原子钟同步到GPS信号上形成本地钟同步，请参阅图9所示，首先将VCXO经DDS分频后获得的信号、本地参考源、GPS秒脉冲均送至延时阵列模块中。在这里本地参考源通常选择高稳H钟源，它的输出信号频率通常为10MHz，而我们选择用的VCXO的频率也是10MHz，经DDS分频后获得1MHz的频率信号，其中延时阵列模块的原理对应的时序如图10所示。

预置的GPS秒脉冲闸门信号在高电平到来时，VCXO分频信号第一个脉冲的上升沿，使计数器1、计数器2使能端有效，并分别对VCXO分频信号和本地参考信号计数，当T秒后，预置的GPS秒脉冲闸门信号高电平再次到来时，此时两计数器并没有停止计数，一直等到随后而至的VCXO分频信号的上升沿到来时两计数器同时关闭，这里使能信号的时间宽度，恰好等于VCXO分频信号的完整周期数。

设VCXO分频信号的频率为Fx，本地参考源信号的频率为fo，在闸门时间T内，计数器对VCXO分频信号及本地参考源信号的计数分别为N1，N2，则VCXO分频信号的频率fx与本地参考源频率fo及两计数器的计数值N1，N2有关，要注意到的是VCXO分频信号和本地参考信号由于频率不相同，所以在A、B点处它们的相位不可能重叠相等，并通过如图11所示的“存在相位差的测量图”，其中：

当GPS秒脉冲的闸门信号触发沿脉冲到来时，等待下一个本地参考信号的上升沿，此时刻使能相应计数器在A点和B点进行“开始计数”与“结束计数”操作，然后使能计数器时刻点A和B与本地参考信号信号的下一个沿脉冲到来存在着时间差Δt1，Δt2，其具体差值的大小取决于本地参考信号与本地参考信号在A时刻或B时刻的相位差值，并且其大小也不是一个恒定的固定相位差关系，这就会导致在每次采样时存在着不同的误差，对于那些高稳定度、高频率的时钟频率源来说，需要更进一步的改进测量的方法来确定Δt1，Δt2值，以提高其测量精度。此时我们采用了如下的解决方法：

VCXO分频信号和本地参考信号还分别送至非门阵列，非门阵列中设置了N级，且N为偶数，非门和一个与门，非门及与门是由内部的FPGA芯片模拟产生的，当A时刻到来时VCXO分频信号将分别经过非门阵列的2个非门、4个非门、6个非门......N个非门，然后再分别与本地参考源信号经过一个与门，如图12所示；

当A时刻或B时刻到来时，与门只有等到本地参考信号的高电平到来才会被“与”运算后被状态1检测模块识别为“1”：例如A时刻到来时，由于VCXO分频信号为高电平，即“1”状态，当经过N＝6个图7中的逻辑“非”门延时后，本地参考源信号的高电平来临，使相应的“与”门运算为“1”，而之前的N＝2、N＝4中的“与”门运算均为“0”；这样，只要通过状态“1”检测模块检测相应的“与”门运算为1的N值即可求得Δt的大小，同理亦可求得Δt2的大小。

通过上述求得的Δt1，Δt2，再通过精确测量获得VCXO分频信号的频率修正值，并通过压控修正模块输出相应的直流纠集电压作用于VCXO。

此外，所述场强测试模块包括光场测试模块、微波场测试模块、磁场测试模块、温度场测试模块和电场测试模块。

光场测试模块是在一个抽运光脉冲通过铷原子频标集成滤光共振泡时，吸收泡中的铷原子被集中到F＝2的五个子能级上，然后用两个相干的有一定时间间隔的微波脉冲作用在铷原子上，微波频率正好等于铷原子基态0-0跃迁的频率。在第二个微波脉冲作用时，同时点亮光谱灯，在保持微波脉冲作用基础上，通过微处理器进行取样光检测，完成光检测后，关闭微波脉冲和光谱灯，并把量子纠偏信息传递给微波探询信号产生电路，完成整机的伺服，依此重复，整个过程的时序以及脉冲抽运光产生原理电路如图14和图15所示。

另外，对于大小不同、光谱线型相同的抽运光，腔温的变化引起的差频值变化是不一样的，在70％光强曲线的斜率要比100％光强曲线的斜率小，即对于70％光强，当腔温变化时引起的频移要比100％光强时小，若光强的选择再进一步减小(如50％光强，30％光强…)，会得到更佳的斜率光强，但是由于要考虑到系统的信噪比，不可能选择很小的光强，此时需要通过改变集成滤光共振泡中缓冲气体的配比以及压力来获得零温度系数的光强。

并在光谱灯发射光路的后级加上一个磁性超精细成分滤光片，可以控制好上述理论中所需的光谱灯光强，同时还可以改善抽运光光谱线形，从而使抽运光光谱线形是围绕中心频率完全对称的，从而减小光频移的产生。

为了减小微波功率频移及其对整机稳定度的负面贡献，我们分别在减小微波功率频移系数和稳定微波功率两方面进行了工作，整个微波场测试模块包含两个部分：

粗调：通过中央处理器直接改变微波源的功率值，获得P1、P2、P3三个或更多值，本实施例选取P1、P2、P3，请参阅图16所示，中央处理器先控制微波源输出一个功率值P1，控制电流模块作用于磁获得磁场大小C1，此时中央处理器在原子基态超精细结构0-0跃迁中心频率附近，控制微波源改变其输出微波频率大小进行扫频，同时通过光电探测模块获得相应的光检信号，这样按照传统技术就可以获得原子谱线的中心频率值f11。

此时保证功率值P1不变，顺序改变磁场大小为C2、C3值，按上述方法获得相应的原子谱线中心频率值f12、f13。这样就可以获得一组在微波功率为P1值时的检测系统磁场C与中心频率f的变化关系。同样的道理，改变微波功率值P至P2、P3将获得多组C与中心频率f的变化关系。

细调：为了消除微波功率频穆对铷原子钟长期稳定度的有害影响，在伺服电路的前级交流放大器后接峰值探测器，经物理系统鉴频输出的信号经伺服处理后，得到所需的光检信号分别输至运放A1和A3，并且光检信号经A3后送至A2，A4和A5是电压跟随器，其输出端V11和V12电压幅值与电容C1和C2上的电压相同，V11和V12分别送至A6的反相端和同相端，完成N(V12-V11)运算，如图17所示。

其中，其中A1和A4完成光检信号最大峰值的检测：

当光检信号电压大于电容C1电压时，电阻Rf上产生压降，电流从左到右，根据运放的虚断法则D11不会导通，这时充电电流经过D12对C1进行。当光检信号的电压低于电容C1电压时，电阻R2上产生压降，电流从右到左。根据运放的虚断法则D12不会导通，这时电流只有经过D11进入A1。由于电压跟随器A4输出电压与电容C1上的电压相同，二极管D11截止，电容不能导过D11放电，电压得到保护，即电容C1与A4输出V1记录了光检信号的最大峰值。

电容C1有一个放电电阻R1，RC的放电时间常数τ根据实际的光检信号的周期来设定，比如说光检信号的频率为79Hz，则τ取1S即可；

A3完成光检信号反相：

因在微波探询信号上加了小调制，微波探询信号经物理系统鉴频处理，光检信号1谷值、峰值均为正，在峰值检测时，故用运放A3先给其反相，得到图4中2所示信号输出，再叠加一个负幅度直流电平Vref，最终完成光检信号高、低电平的转换，如图18所示；

A2和A5完成光检信号最小峰值的检测：

光检信号经过A3处理后，并送至运放A2的同相端，其中A2和A5原理如上述A1和A3所述，只不过此时刻由于光检信号已经经过运放A3处理，A2和A5完成的是光检信号最小值的检测。

A6完成峰值的检测：

经前述处理后的光检信号高电平V11与低电平V12分别送入差分放大器A6，通过调节Ry与Rx的比值，输出(V12-V11)*(Ry/Rx)；

当微波功率变化时，原子钟输出的整机频率、伺服环路处理后的光检信号的幅度均发生变化，并且是正比关系，请参阅图19和20所示，例如：当某一时刻由于微波功率的变大，导致原子钟输出的整机频率升高Δf，经传统原子钟同步鉴相后，将使压控本振输出频率升高，产生误差纠偏，这就是产生微波功率频移的根本。

在光检信号的幅度也会由于微波功率的变大而变大，经光检信号峰值检测后V1变大，从而使(K0V0-K1V1)减小，将使输出至压控本振的压控电压减小，从而使压控本振输出频率降低，进行补偿，相当于产生一个负的频偏Δf1，与上述由于微波功率的变大，导致原子钟输出的整机频率升高的正频偏Δf作用，如果控制好式(1)中的比例关系，即可使Δf-Δf1＝0，即克服了整机微波功率频移的影响。

除此之外，所述频率漂移修正模块包括频率漂移稳定度测试仪、铷原子频标物理系统、磁场恒流源驱动模块和D/A转换器。

请参阅图13所示铷原子频标整机频率输出信号经隔离放大器后，通过VCXO分频信号与GPS秒脉冲信号做对比，以对频率的偏差检测，另外铷原子频标整机频率输出信号经隔离放大器后，一路用作输出用，另一路送至频率漂移、稳定度测试仪中，与高稳时钟信号做对比，得出原始频差，然后利用微控制器实现对频率的偏差修正的控制，这也就是所谓的频率稳定度及漂移测试的依据；频标的漂移量以日为一个周期进行采样处理，因此频率漂移稳定度测试仪以日为单位将铷原子频率的漂移量通过RS232口传递给微控制器。

集成泡中的铷原子的基态超精细0-0跃迁频率即是铷原子频标的鉴频参考频率f0。集成滤光共振泡内的铷原子运动方向是杂乱无章的，加上一个固定电流大小及方向的磁场，能够很好的起到“原子分裂”及“量子化轴”的作用。

对于

微控制器根据事先存储的“漂移量df-C场电流量I”参照量，选择相应的D/A电压控制量数字式设定值经D/A模块后送至C场恒流源驱动模块中，需要注意的是，此时微控制器每一次输出的修正量要远小于频率漂移、稳定度测试仪检测出的铷原子频率漂移量，因为过大的修正极有可能造成铷频标输出频率的跳变，从而影响整机的短期频率稳定度指标。举个例子：对于一台高精稳的铷原子频标而言，假定它的日稳定度及日漂移为1E-14量级，那么每次的修正量应该远小于1E-14，可以选择5E-15进行修正。

恒流源部分本身是一个独立的线性负反馈恒流源，请参阅图21所示：

U1(LM350A)为调整器，是恒流源的核心部件，负载电流经采样电阻R5，产生微弱的采样电压，经过超低噪声运算放大器U2同相放大。放大的电压信号送往由U3组成的差分放大器的负端。差分放大器把负端采样电压与正端的微处理器设定电压的差值进行放大，输出到调整器的调整端，形成闭环反馈。若有某种情况使负载电流增加，则采样电阻上的电压增加，使同相放大器U2输出电压变大，差分放大器输出电压减小，调整器调整端电压减小，调整器输出电压变低，使负载电流减小，从而维持了负载电流的动态稳定，反之亦然。可以看出，差分放大器的正端微处理器设定值决定了负载电流的大小。若U3正端电压升高，即微处理器设定值升高，则调整器调整端电压升高，调整器输出电压升高，负载电流增加，同相放大器输出增加，差分放大器负端电压升高，直到U3正负端电压相等，系统再次动态稳定。

采样电阻串联在负载回路内，并由此检测负载电流变化，因此，采样电阻的稳定性将直接影响到恒流源的性能，且采样电阻还应有足够大的功率，否则也会影响恒流源的性能甚至烧坏；在实际电路中选用大功率锰铜材料制成的精密电阻，采样放大器U2选用超低噪声运放AD797；因为它处于闭环反馈的第一级，所以要尽量减小噪声的影响；差分放大器U3选用高精度运放OP07，提供高精度的比较结果；D4是为了防止引线较长使线路中出现反向感应电压而损坏电路；加上D4可使反向感应电压经过D4构成闭合回路，从而保护电路。

本实施例目的之二在于，提供了一种完整的被动型铷原子钟设计方法，包括上述中任意一项的完整的被动型铷原子钟设计装置，包括如下方法步骤：

S1、卫星时间同步：GPS接收机接收来自于GPS天线的频率信号，并与与来自于晶体振荡器中产生的频率信号经过DDS分频器1/1000分频后得到的频率信号，与GPS接收机产生的频率信号进行鉴相；

S2、场强测试：利用光场测试模块、微波场测试模块、磁场测试模块、温度场测试模块和电场测试模块对原子钟的场强进行检测；

S3、稳定度测试：评估被检测频率源稳定度指标，并选择同级别或高级别于被测频率源的信号源作为补偿检测量源；

S4、频率漂移修正：利用铷原子频标，假定日稳定度及日漂移的量级，并根据日稳定度及日漂移的量级进行修正。

进一步的，所述S2中光场测试模块采用光抽运的方法提高被动型铷原子钟的信噪比，其抽运光对被动型铷原子的能级移动为：

其中，P为偶极矩算符；E为时光电场的复振幅，γ为α激发态的寿命；E

由于抽运被动型铷原子的只是b线，通常只能引起F＝1，mF＝0的能级移动，由此，光频移和能级移动有以下关系：

2πhδf＝-δε

另外，若抽运光为单色光，而且恰好ω＝ω

在实际的铷原子钟中，抽运光并不是单色光，而是具有一定线宽和线型函数的多条光谱线的叠加，抽运光光谱线型函数范围内有一部分频率分量产生正光频移，另一部分频率分量产生负光频移。这种非单色光引起的0-0跃迁的频移是许多个单色光引起的频移的叠加，因此，对铷原子钟来讲，保持抽运光的光谱线型不变对减小光频移对频标老化漂移的影响是很重要的。

此外，所述S4中铷原子频标采用螺旋管电流方式，其电流产生的磁场大小计算公式如下：

其中，n为线圈单位长度匝数；I为通电电流；

除此之外，所述线圈单位长度匝数的计算公式如下：

其中，m为磁场绕线的圈数；r为绕线的半径。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的仅为本发明的优选例，并不用来限制本发明，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。