功率放大器及其输入匹配网络

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种功率放大器及其输入匹配网络。

背景技术

射频功率放大器(PA)，作为手机通信系统重要的组成部分，主要用于对信号的放大。随着手机通信系统的不断发展，对手机功率放大器发射的功率要求不断提高。PA发射功率的提高同时也需要更高的功率增益，因此也很容易带来更差的杂散，带外杂散的恶化会严重影响到通信的质量。

发明内容

针对以上现有技术的不足，本发明提出一种抑制和衰减非谐振频段信号并减少非谐振频段信号的增益的功率放大器和射频芯片。

为了解决上述技术问题，第一方面，本发明的实施例提供了一种用于功率放大器的输入匹配电路，所述输入匹配电路包括第一谐振器和第二谐振器；

所述第一谐振器包括：第一输入电容Cin1、与所述第一输入电容Cin1串联的第一可变电容VC1、以及与所述第一可变电容VC1串联的第一电感Lin1，第一反向偏置电压V1接入所述第一可变电容VC1的第一端；

所第二谐振器包括：与所述第一可变电容VC1串联的第二可变电容VC2、以及与所述第二可变电容VC2串联的第二电感Lin2，所述第一可变电容VC1的第一端接第二反向偏置电压V2；

通过调节所述第一反向偏置电压V1、第二反向偏置电压V2可调节所述第一可变电容VC1的电容大小，通过调节所述第二反向偏置电压V2的大小可调节所述第二可变电容VC2的电容大小。

优选的，所述输入匹配电路还包括第三谐振器，所述第三谐振器与所述第一谐振器串联设置，所述第三谐振器的谐振频段与所述输出放大电路的工作频段相同。

优选的，所述第三谐振器包括：与所述第一电感Lin1串联的第三输入电容Cin3、以及与所述第三输入电容Cin3串联的第三电感Lin3，所述第三电感Lin3的输出端连接至所述输出放大电路。

优选的，所述第一可变电容VC1和/或第二可变电容VC2为变容二极管。

优选的，所述输出放大电路包括多级放大电路。

第一方面，本发明的实施例提供了一种功率放大器，包括：输入匹配电路以及与所述输入匹配电路的输出端连接的输出放大电路；

其中，所述输入匹配电路包括第一谐振器和第二谐振器；

所述第一谐振器包括：第一输入电容Cin1、与所述第一输入电容Cin1串联的第一可变电容VC1、以及与所述第一可变电容VC1串联的第一电感Lin1，第一反向偏置电压V1接入所述第一可变电容VC1的第一端；

所第二谐振器包括：与所述第一可变电容VC1串联的第二可变电容VC2、以及与所述第二可变电容VC2串联的第二电感Lin2，所述第一可变电容VC1的第一端接第二反向偏置电压V2；

通过调节所述第一反向偏置电压V1、第二反向偏置电压V2可调节所述第一可变电容VC1的电容大小，通过调节所述第二反向偏置电压V2的大小可调节所述第二可变电容VC2的电容大小。

优选的，所述输入匹配电路还包括第三谐振器，所述第三谐振器与所述第一谐振器串联设置，所述第三谐振器的谐振频段与所述输出放大电路的工作频段相同。

优选的，所述第三谐振器包括：与所述第一电感Lin1串联的第三输入电容Cin3、以及与所述第三输入电容Cin3串联的第三电感Lin3，所述第三电感Lin3的输出端连接至所述输出放大电路。

优选的，所述第一可变电容VC1和/或第二可变电容VC2为变容二极管。

优选的，所述输出放大电路包括多级放大电路。

与相关技术相比，本发明的功率放大器中，输入匹配电路中可以通过改变第一反向偏置电压V1和第二反向偏置电压V2的大小从而去改变第一可变电容VC1和第二可变电容VC2的电容大小，即可以实现不同带外增益的抑制效果，而且电压连续可调，从而达到增益抑制连续可调的目的。

附图说明

下面结合附图详细说明本发明。通过结合以下附图所作的详细描述，本发明的上述或其他方面的内容将变得更清楚和更容易理解。附图中,

图1为本发明实施例的功率放大器的电路结构图；

图2为本发明实施例的输入匹配电路的等效电路图；

图3为本发明实施例中图2等效电路仿真的S参数曲线；

图4为本发明实施例中功率放大器在一种反向偏置电压下仿真的S参数曲线；

图5本发明实施例中功率放大器在不同反向偏置电压下仿真的S参数曲线。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明的具体实施方式。

在此记载的具体实施方式/实施例为本发明的特定的具体实施方式，用于说明本发明的构思，均是解释性和示例性的，不应解释为对本发明实施方式及本发明范围的限制。除在此记载的实施例外，本领域技术人员还能够基于本申请权利要求书和说明书所公开的内容采用显而易见的其它技术方案，这些技术方案包括采用对在此记载的实施例的做出任何显而易见的替换和修改的技术方案，都在本发明的保护范围之内。

如图1所示为本发明提供一种功率放大器的电路原理图，该功率放大器包括：输入匹配电路100以及与所述输入匹配电路100的输出端连接的输出放大电路200，其中，所述输入匹配电路100包括第一谐振器110和第二谐振器120。

其中，所述第一谐振器110包括：第一输入电容Cin1、与所述第一输入电容Cin1串联的第一可变电容VC1、以及与所述第一可变电容VC1串联的第一电感Lin1，第一反向偏置电压V1接入所述第一可变电容VC1的第一端。所第二谐振器120包括：与所述第一可变电容VC1串联的第二可变电容VC2、以及与所述第二可变电容VC2串联的第二电感Lin2，所述第一可变电容VC1的第一端接第二反向偏置电压V2。通过调节所述第一反向偏置电压V1、第二反向偏置电压V2可调节所述第一可变电容VC1的电容大小，通过调节所述第二反向偏置电压V2的大小可调节所述第二可变电容VC2的电容大小。

本实施例中，输出放大电路可包含多级放大电路，作为一种具体的实施方式，输出放大电路200包括：第一级放大电路210、第二级放大电路220、以及第三级放大电路230，其中，第一级放大电路210与第二级放大电路220之间通过第一级间匹配电路211进行匹配连接，第二级放大电路220与第三级放大电路230之间通过第二级间匹配电路221进行匹配连接，第三级放大电路230通过输出匹配电路231进行匹配输出。

如图2所示，本实施例中，第一输入电容Cin1和第一可变电容VC1串联，因此其等效电容大小可如下式表示：

C＝Cin1*VC1/(Cin1+VC1)＝VC1/(1+VC1/Cin1) (1)

从公式(1)我们可以看出来，第一输入电容Cin1如果趋于无穷大，那么第一输入电容Cin1和第一可变电容VC串联后的大小就取决于第一可变电容VC1电容的大小。那么图1中的输入匹配电路100的等效电路则如图2所示。

图3是本实施例中图2等效电路仿真的S参数曲线，以m1和m2两个频点为例进行说明，其所产生的增益抑制原理如下:

结合附图2所示，第一等效电容C1和第一等效电感L1的组成第一谐振网络，其阻抗可表示为：

第二等效电容C2和第二等效电感L2组成第二谐振网络，其阻抗可以表示为：

令

由式(2)可知第一谐振器的阻抗Z111谐振于ωα。在ω＜ωα时，第一谐振器的阻抗Z111呈容性，在ω＞ωα时，第一谐振器的阻抗Z111呈感性。由式(3)可知第二谐振器的阻抗Z112谐振于ωβ。在ω＜ωβ时，第一谐振器的阻抗Z111呈感性，在ω＞ωβ时，第一谐振器的阻抗Z111呈容性。

则由第一谐振器、第二谐振器构成的滤波器的阻抗可以表示为：

显然方程ω

进一步的，本实施例的所述输入匹配电路100还包括第三谐振器130，所述第三谐振器130与所述第一谐振器110串联设置，所述第三谐振器130的谐振频段与所述输出放大电路200的工作频段相同。第三谐振器130的作用之一是用于阻抗调节作用，二是组成串联谐振网络，其谐振频段为功率放大器的工作频段，对于非谐振频段形成高阻，对带外增益有一定抑制作用。

具体的，所述第三谐振器包括：与所述第一电感Lin1串联的第三输入电容Cin3、以及与所述第三输入电容Cin3串联的第三电感Lin3，所述第三电感Lin3的输出端连接至所述输出放大电路。

请参考附图4，附图4是第一反向偏置电压V1为20V，第二反向偏置电压V2为5V时候的功率放大器的S参数仿真曲线。并请继续参考附图5，附图5是两种不同第一反向偏置电压V1、第二反向偏置电压V2电压大小仿真的功率放大器的S参数曲线图。其中粗线是V1＝45V、V2＝25V时候的仿真曲线，细线(可参考图4)是V1＝20V、V2＝5V时候仿真曲线。由附图4及图5对比可以发现，我们改变了第一反向偏置电压V1和第二反向偏置电压V2的大小从而去改变第一可变电容VC1和第二可变电容VC2的电容大小，即可以实现不同带外增益的抑制效果，而且电压连续可调，从而达到增益抑制连续可调的目的。

在本实施例中，所述第一可变电容VC1和/或第二可变电容VC2为变容二极管。

与相关技术相比，本发明的功率放大器中，输入匹配电路中可以通过改变第一反向偏置电压V1和第二反向偏置电压V2的大小从而去改变第一可变电容VC1和第二可变电容VC2的电容大小，即可以实现不同带外增益的抑制效果，而且电压连续可调，从而达到增益抑制连续可调的目的。

需要指出的是，本发明采用的相关电容、电感、电阻及电路模块均为本领域常用的电路模块和元器件，对应的具体的指标和参数根据实际应用进行调整，在此，不作详细赘述。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。