电源调节方法、电源装置、便携部件及磁共振设备

技术领域

本公开涉及医疗器械技术领域，特别是一种电源调节方法、电源装置、便携部件及磁共振设备。

背景技术

磁共振设备能够利用核磁共振原理进行成像，从而被广泛应用于医学等多个技术领域中。相关技术中，为了使得磁共振设备的使用更加灵活，会将接收天线等部件从磁共振设备中独立出来，作为一个便携部件使用。

另外，为了降低便携部件的功耗，通常采用开关电源(例如DC-DC转换器(Directcurrent-Direct current converter))来为其供电，同时，需要设置屏蔽部件以减轻开关电源产生的噪声对便携部件正常工作的影响。

但是，相关技术中的便携部件的重量沉，不便于携带。

发明内容

有鉴于此，本公开一方面提出了电源调节方法、电源装置、便携部件及磁共振设备，以减小磁共振设备中便携设备的重量。

根据本公开的第一方面的实施例提供一种电源调节方法，用于磁共振设备的便携部件中，包括：提供PWM脉宽调制信号，PWM脉宽调制信号的占空比预设为固定值；利用PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，以获取第一调制信号；对第一调制信号进行第一滤波处理，以获取第二调制信号；以及对第二调制信号进行线性调节处理，以输出目标信号。

根据本公开的第二方面的实施例提供一种电源装置，包括：PWM脉宽调制信号发生器，被配置为提供PWM脉宽调制信号，其占空比预设为固定值；输入信号处理器，被配置为利用PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，以获取第一调制信号；第一滤波器，第一滤波器的输入端与输入信号处理器连接，且第一滤波器被配置为对第一调制信号进行第一滤波处理，以获取第二调制信号；以及线性调节器，线性调节器的输入端与第一滤波器的输出端连接，且线性调节器被配置为对第二调制信号进行线性调节处理，以输出目标信号。

根据本公开第三方面的实施例提供一种便携部件，用于磁共振设备中，包括：用于接收检测信号的部件本体；以及用于实施如上所述的方法或如上所述的电源装置，电源装置与部件本体连接，以用于为部件本体供电。

根据本公开第四方便的实施例提供一种磁共振设备，包括：设备主体；以及如上所述的便携部件，便携部件与设备主体通信连接。

根据本公开实施例提供的电源调节方法、电源装置、便携部件及磁共振设备，通过利用PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，并将处理后的信号进行第一滤波处理和线性调节处理，能够减少PWM脉宽调制处理所产生的噪声对便携部件工作的干扰，从而减轻对屏蔽部件的要求，进而减轻磁共振设备中便携部件的重量，提高了便携性。

附图说明

下面将通过参照附图详细描述本公开的实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本公开的上述及其它特征和优点，附图中：

图1A为根据相关技术中关闭开关电源后的便携部件的线圈回路的噪声频谱图；

图1B为根据相关技术中打开开关电源后便携部件的线圈回路的噪声频谱图；

图2为根据本公开一个实施例中电源调节方法的流程图；

图3为根据本公开实施例的实施图2所示方法的一种电源装置的示意性结构框图；

图4为PWM脉宽调制处理产生的背景噪声的功率密度随频率的变化图；

图5为根据本公开又一个实施例中电源调节方法的流程图；

图6为根据本公开又一个实施例中电源调节方法中的反馈环节的流程图；

图7为根据本公开实施例的实施图5所示方法的一种电源装置的示意性结构框图；

图8为图7中输入信号发生变化时的仿真结果图；

图9为图7中第二调制信号的功率密度随频率的变化图；

图10为根据本公开另一个实施例中电源调节方法的流程图；

图11为根据本公开另一个实施例中电源调节方法中的反馈环节的流程图；

图12为根据本公开实施例的实施图10所示方法的一种电源装置的示意性结构框图；

图13为根据本公开实施例中第一滤波器中电感的部分结构图。

其中，附图标记如下：

10：PWM脉宽调制信号发生器；

11：参考时钟；

12：三角波发生器；

13：占空比调节器；

20：输入信号处理器；

30：第一滤波器；

31：电感；

40：线性调节器；

50：反馈回路；

51：第二滤波器；

52：第一比较器；

53：第一积分器；

54：第二比较器；

55：第二积分器。

具体实施方式

为了对本公开的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图说明本公开的具体实施方式，在各图中相同的标号表示相同的部分。

在本文中，“示意性”表示“充当实例、例子或说明”，不应将在本文中被描述为“示意性”的任何图示、实施方式解释为一种更优选的或更具优点的技术方案。

为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本公开相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。

在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。在本文中，“第一”、“第二”等仅用于彼此的区分，而非表示它们的重要程度及顺序、以及互为存在的前提等。

为了降低便携部件的功耗，通常采用开关电源来为便携部件供电，但是，开关电源在工作时，PWM(Pulse width modulation)脉宽调制和谐波分量会对便携部件产生较强的干扰，从而影响其正常工作。

在相关技术中，为了保证便携部件的正常工作，需要在便携部件中设置屏蔽部件，以尽可能地减少或者消除干扰。

图1A为根据相关技术中关闭开关电源后的便携部件的线圈回路的噪声频谱图；图1B为根据相关技术中打开开关电源后便携部件的线圈回路的噪声频谱图。

请参照图1A和图1B，开关电源在工作时会不停地开关，从而产生谐波干扰，该谐波干扰通常出现在开关频率的整数倍处，例如，开关频率为2.5MHz，谐波干扰会出现在k*2.5MHz处，其中，k为整数。在2.5MHz的开关频率时，谐波干扰会出现在60MHz、62.5MHz和65MHz处。而磁共振设备的接收器(即便携部件)的工作频率通常为63.6MHz+/-300kHz，通过选择高频的开关电源，可以使得接收器的工作频率不落入谐波干扰的频率内，从而可以避免谐波干扰。如图1B中，谐波干扰出现在B1、B2、B3和B4所在的频率处，A所对应的频率为磁共振设备接收器的工作频率，谐波干扰出现的频率和接收器的工作频率A错开，从而可以避免谐波干扰对便携部件的影响。

但是，比较图1A和图1B，在接收器的接收频率A处时，图1A所对应的噪声大致为-80dB，但是图1B所对应的噪声大致在-60dB，可见，开关电源在工作时，即使通过选择高频的开关频率来降低谐波干扰，但是背景噪声水平仍然增加20dB左右，因此需要设置屏蔽部件来减少干扰。并且，由于磁共振设备对电磁信号的敏感性高，导致其对屏蔽部件的要求较高，在屏蔽上述20dB噪声时，需要为便携设备增加至少能够屏蔽30dB噪声的屏蔽部件，使得屏蔽部件的体积和重量增加，进而增加了磁共振设备中便携部件的体积和重量，降低了便携性。

为了解决上述问题中的至少一个，本公开实施例提供一种电源调节方法、电源装置、便携部件及磁共振设备，通过利用固定占空比或非常缓慢变化的占空比的PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，并将处理后的信号进行第一滤波处理和线性调节处理，能够减少PWM脉宽调制处理所产生的噪声对便携部件的干扰，从而减轻对屏蔽部件的要求，进而减轻便携部件的体积和重量，提高了便携性。

以下结合附图对本公开实施例进行具体说明。

图2为根据本公开一个实施例中电源调节方法的流程图；请参照图2，本实施例提供一种电源调节方法，用于磁共振设备的便携部件中，该方法包括步骤S201至步骤S204。

步骤S201中，提供PWM脉宽调制信号，PWM脉宽调制信号的占空比预设为固定值。

步骤S202中，利用PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，以获取第一调制信号。

步骤S203中，对第一调制信号进行第一滤波处理，以获取第二调制信号。

步骤S204中，对第二调制信号进行线性调节处理，以输出目标信号。

其中，便携部件可以为磁共振设备的接收器等部件或者其他对噪声很敏感的部件，便携部件可以用于与待检测者接触或放置于待检测者附近，以接收用于成像的检测信号。

在步骤S201中，PWM脉宽调制信号的占空比预设为固定值，该占空比可以根据需要进行设置，且在本实施例中占空比可以保持为固定值不变。

在步骤S202中，可以采用上述固定占空比的PWM脉宽调制信号对输入信号进行处理，以获取第一调制信号。输入信号可以为电压信号，在一些实施例中，其可以为直流电压信号。该输入信号经过PWM脉宽调制处理后可以得到第一调制信号，PWM脉宽调制处理可以将输入信号变为具有固定占空比的第一调制信号。

接着可以将第一调制信号进行第一滤波处理，第一滤波处理可以为低通滤波处理，通过低通滤波处理可以去除第一调制信号中的高频部分，得到第二调制信号，低通滤波处理可以限制PWM脉宽调制处理产生的谐波频率附近的背景噪声，从而降低对屏蔽部件的要求。

然后可以对第二调制信号进行线性调节处理，线性调节处理可以依靠线性调节器进行，以电压为例，线性调节器可以实现电压的线性调节。例如可以改变线性调节器接入电路中的电阻值的大小来线性改变第二调制信号的大小，从而得到目标信号，该目标信号可为输出电压。另外，在一些实施例中，由于线性调节处理可能会产生少量损耗，因此，第二调制信号的电压值高于目标信号的电压值，且两者的差值可以较小，例如0.1V。

可以理解，相关技术中，开关电源工作时，噪声水平的增加是由于PWM脉宽调制处理所产生的强相位噪声的影响，即虽然开关频率固定在2.5MHz，谐波干扰只能出现在2.5MHz的倍数，但由于PWM脉宽调制的占空比是快速变化的，因此仍会造成磁共振设备噪声水平的增加。

但是，对于便携部件而言，其功耗是基本恒定的，输出电压波动非常小，对快速占空比调整的需求较小，因此，本实施例通过采用固定占空比的PWM脉宽调制对输入信号进行处理，从而可以降低占空比快速变化对便携部件的噪声干扰，进而可以降低对屏蔽部件的要求。同时，由于输出电压波动非常小，可以通过线性调节处理快速实现输出电压的稳定，且调节过程所需的功耗也较小。

另外，通过设置第一滤波处理，可以进一步地限制PWM脉宽调制处理产生的磁共振频率附近的谐波频率成分以及背景噪声，进一步降低对屏蔽部件的要求。

综上，本实施例可以降低对屏蔽部件的要求，减小便携部件的体积和重量，使其便于携带。并且，本方法通过PWM脉宽调制处理来对输入信号进行调节，可以降低功耗，且能够高效地实现电压调节，降低电压调节过程对便携部件的影响，具有良好的电磁兼容性。

图3为根据本公开实施例的实施图2所示方法的一种电源装置的示意性结构框图。请参照图3，在一些实施例中，PWM脉宽调制信号可以由PWM脉宽调制信号发生器10产生，该脉宽调制信号发生器10可以包括参考时钟11、三角波发生器12和占空比调节器13，通过将参考时钟11输入三角波发生器12可以产生一定频率的三角波，占空比调节器13可以输入固定值，实现固定占空比调节，并通过该占空比调节器13对三角波进行处理，得到固定占空比的方波信号。

输入信号处理器20可以将输入信号Vin和上述得到的固定占空比的方波信号进行乘法处理，从而得到第一调制信号。该输入信号处理器20可以采用图腾柱电路实现。

接着可以将第一调制信号输入至第一滤波器30中，通过第一滤波器30可以实现第一滤波处理，从而限制PWM脉宽调制处理产生的谐波频率附近的背景噪声。

经过第一滤波器30的第二调制信号可以采用线性调节器40进行调节，实现目标电压Vout输出。且线性调节器40可以为现有技术中能够实现线性调节的结构，例如低压差稳压器。

图3所示的电源装置可以实现输入信号Vin和经过第一滤波器30后的第二调制信号之间的恒定电压调节，而线性稳压器30可以降低目标信号Vout的波动。另外，由于线性调节器40工作时可能会产生少量损耗，因此，第一滤波器30的输出的第二调制信号的电压值应略高于目标信号Vout的电压值，例如0.1V。

上述实施例采用固定占空比的PWM脉宽调制信号对输入信号进行处理，在一些实施例中，该方法还包括：利用具有积分环节的反馈回路对PWM脉宽调制信号的占空比进行调节，其中，第一调制信号或第二调制信号作为反馈回路的输入。

可以理解，当输入信号发生波动时，为了实现稳定的目标信号输出，可以通过具有积分环节的反馈回路对PWM脉宽调制信号进行调节，并且，该积分环节还可以使得占空比以相对非常缓慢的速度进行调节，由于占空比的缓慢变化，其并不会产生严重的背景噪声，从而也可以降低对屏蔽部件的要求，并实现稳定的输出。其中，相对缓慢是针对PWM的频率而言，对于2.5MHz的调整频率，我们可以取1/20，即100kHz左右。

图4为PWM脉宽调制处理的背景噪声的功率密度随频率的变化图；请参照图4，为了更好地示出占空比变化对背景噪声的影响，本实施例对PWM脉宽调制处理进行了仿真，假设占空比随机变化，且变化的标准差为脉冲宽度的1％，PWM脉宽调制的频率为2.5MHz，平均占空比设置为0.452，仿真时间为1s，由于仿真时长为1s，因此图4的纵坐标的背景噪声功率密度的单位为dBm/Hz。信号强度的标准为占空比是100％时的总功率1mW，或者总输出功率为0.452mW。占空比DC可以按照如下公式变化：

DC＝0.452*(1+ε)

其中，<ε

图4中一共示出了3条曲线D1、D2和D3，D1为不设置第一滤波处理的背景噪声的功率密度，D2为经过理想的带宽为+/-500kHz的低通滤波器处理后的背景噪声的功率密度，D3为经过理想的带宽为+/-250kHz的低通滤波器处理后的背景噪声的功率密度。其中，便携部件(磁共振设备的接收器)的工作频率大致为63.6MHz+/-300kHz。

可以看出，不设置第一滤波处理时，大致产生了-120dBm/Hz至-110dBm/Hz的干扰，这对于磁共振设备来说是非常严重的影响。

而在第一滤波处理后，噪声水平极大下降，其中D3是将脉宽的波动限制在+/-250kHz内的仿真结果，D2是将其限制在+/-500kHz内的仿真结果。并且，背景噪声功率密度的降低量还与2.5MHz谐波频率附近的低通滤波器的带宽相关。

根据图4可知第一滤波处理可以限制谐波频率附近的背景噪声。

图5为根据本公开又一个实施例中电源调节方法的流程图；请参照图5，本实施例还提供一种电源调节方法，该方法包括步骤S501至步骤S505。

步骤S501中，提供PWM脉宽调制信号，PWM脉宽调制信号的占空比预设为固定值。

步骤S502中，利用PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，以获取第一调制信号。

步骤S503中，对第一调制信号进行第一滤波处理，以获取第二调制信号。

步骤S504中，对第二调制信号进行线性调节处理，以输出目标信号。

其中，所述方法还包括步骤S505，将第一调制信号作为反馈回路的输入，利用具有积分环节的反馈回路对步骤S501中的PWM脉宽调制信号的占空比进行调节。

图6为根据本公开又一个实施例中电源调节方法中的反馈环节的流程图；请参照图6，在一些实施例中，反馈步骤S505包括：

S601，对第一调制信号进行第二滤波处理，以获取第三调制信号。

S602，比较第三调制信号与第一参考信号，以获取第一比较信号，其中，第一参考信号为第一调制信号的平均参考值。

S603，对第一比较信号进行积分处理，以获取第一积分信号。

S604，基于第一积分信号对占空比进行调节，以使占空比随输入信号的变化而变化。

其中，本实施例中采用具有积分环节的反馈回路来对占空比进行缓慢调节，因此，在步骤S501中，占空比可以预设为固定值，且当输入信号发生变化时，占空比可以在小范围内缓慢变化，而当输入信号稳定时，占空比还可以维持在该固定值。

而步骤S502至S504，分别与上述步骤S202至S204相同，具体可以参考上述各个实施例的描述。

反馈步骤S505包括步骤S601至S604。在步骤S601中，可以将第一调制信号进行第二滤波处理，第二滤波处理也为低通滤波处理，其参数可以与第一滤波处理不同。第二滤波处理可以实现反馈回路的稳定。

在步骤S602中，经过第二滤波处理后的第三调制信号可以与第一参考信号进行比较，例如将第三调制信号和第一参考信号做差值后得到第一比较信号。其中，第一参考信号为第一调制信号的平均参考值，可以理解，第一调制信号的理论值为第一调制信号的参考值，由于第一调制信号经过PWM脉宽调制处理后会形成具有占空比的信号，因此，可以采用其平均值来代表第一调制信号，而第一调制信号的理论值的平均值为第一参考信号。

在步骤S603中，对第一比较信号进行积分处理，并调节积分反馈的增益，使得占空比可以缓慢变化，从而降低宽带部分的背景噪声对便携部件的干扰。另外，为了实现占空比的负反馈调节，积分处理中可以包括有取反处理。

在步骤S604中，当输入信号变化时，反馈回路会产生信号来对占空比进行调节，以使占空比随输入信号的变化而变化。

通过该方法可以在输入信号波动时，维持目标信号的稳定，并且不会产生严重的背景噪声，从而也可以降低对屏蔽部件的要求，并降低便携部件的体积和重量，提高了便携性。

图7为根据本公开实施例的实施图5所示方法的一种电源装置的示意性结构框图；请参照图7，图7是在图3的基础上增加反馈回路50，从而实现对占空比的缓慢调节。

反馈回路50可以包括第二滤波器51，步骤S601还可以包括将第一调制信号输入第二滤波器51，以获取第三调制信号，其中，第二滤波器51可以为LC低通滤波器或RC低通滤波器，第二滤波器51为RC低通滤波器时，其还可以维持反馈回路50的稳定。

另外，第二滤波器51的带宽小于或等于100kHz，即在+/-100kHz的范围内。该范围既能够降低背景噪声对便携部件的干扰，还可以实现占空比的缓慢调节。其中，相对缓慢是针对PWM的频率而言，对于2.5MHz的调整频率，我们可以取1/20，即100kHz左右。

反馈回路50还可以包括第一比较器52和第一积分器53，第一比较器52和第一积分器53可以为常见的能够实现比较和积分的结构。

图8和图9示出了根据图7所示的结构进行仿真的结果曲线。图8为图7中输入信号发生变化时的仿真结果图；图9为图7中第二调制信号的功率密度随频率的变化图；请参照图8和图9，在一个具体的实施例中，第一滤波器30为LC低通滤波器，电感L为100nH，电容C为4uF，频率为252kHz，第二滤波器51是RC低通滤波器，电阻R为1kOhm，电容为40nF，频率为4kHz，阻尼系数为6.3，负载为2Ohm。

图8中，L1为输入信号Vin的变化曲线，起始时刻输入信号Vin的电压值为5.5V，且自T1时刻开始上升至20V，并维持至T2时刻，自T2时刻开始下降至5.5V。

L2为目标信号Vout的变化曲线，L3为占空比的变化曲线，L4为误差的变化曲线。可以看出，当输入信号变化时，通过反馈回路可以使占空比缓慢地变化，从而使得目标信号的电压值尽可能地维持稳定。

图9中，经过第一滤波器30后的第二调制信号的背景噪声基本可以限制在-200dBm/Hz以下，从而能够极大降低其对便携部件的干扰，降低对屏蔽部件的要求。

其中，-200dBm/Hz是指PWM脉宽调制时产生的背景噪声，通常而言，电子线路中在常温下都会存在-174dBm/Hz的热噪声，这个热噪声在常温下是不可避免的，所以干扰信号只要控制在-174dBm/Hz以下就足够了。

图10为根据本公开另一个实施例中电源调节方法的流程图；请参照图10，本实施例还提供一种电源调节方法，该方法包括步骤S1001至步骤S1005。

步骤S1001中，提供PWM脉宽调制信号，PWM脉宽调制信号的占空比预设为固定值。

步骤S1002中，利用PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，以获取第一调制信号。

步骤S1003中，对第一调制信号进行第一滤波处理，以获取第二调制信号。

步骤S1004中，对第二调制信号进行线性调节处理，以输出目标信号。

其中，所述方法还包括步骤S1005中，将第二调制信号作为反馈回路的输入，利用具有积分环节的反馈回路对步骤S1001中的PWM脉宽调制信号的占空比进行调节。

图11为根据本公开另一个实施例中电源调节方法中的反馈环节的流程图；在一些实施例中，请参照图11，反馈步骤S1005包括：

步骤S1101，比较第二调制信号与第二参考信号，以获取第二比较信号，其中，第二参考信号为第二调制信号参考值的平均值。

步骤S1102，对第二比较信号进行积分处理，以获取第二积分信号。

步骤S1103，基于第二积分信号对占空比进行调节，以使占空比随输入信号的变化而变化。

本实施例中采用具有积分环节的反馈回路来对占空比进行缓慢调节，但反馈回路的设置方式与图5、图6所示的方法不同。

在步骤S1001中，占空比可以预设为固定值，且当输入信号发生变化时，占空比可以在小范围内缓慢变化，而当输入信号稳定时，占空比还可以维持在该固定值。

而步骤S1002至S1004，分别与上述步骤S202至S204相同，具体可以参考上述各个实施例的描述。

反馈步骤S1005包括步骤S1101至S1103。步骤S1101中，经过第一滤波处理后的第二调制信号可以与第二参考信号进行比较，例如将第二调制信号和第二参考信号做差值后得到第二比较信号。其中，第二参考信号为第二调制信号的平均参考值，可以理解，第二调制信号的理论值为第二调制信号的参考值，由于第二调制信号经过PWM脉宽调制处理后会形成具有占空比的信号，因此，可以采用其平均值来代表第二调制信号，而第二调制信号的理论值的平均值为第二参考信号。

在步骤S1102中，对第二比较信号进行积分处理，并调节积分反馈的增益，使得占空比可以缓慢变化，从而降低宽带部分的背景噪声对便携部件的干扰。另外，为了实现占空比的负反馈调节，积分处理中可以包括有取反处理。

在步骤S1103中，当输入信号变化时，反馈回路会产生信号来对占空比进行调节，以使占空比随输入信号的变化而变化。

通过该方法可以在输入信号波动时，维持目标信号的稳定，并且不会产生严重的背景噪声，从而也可以降低对屏蔽部件的要求，并降低便携部件的体积和重量，提高了便携性。但是，图11所示的方法相对于图6所示的方法需要更加仔细地调节反馈回路的相关参数。

图12为根据本公开实施例的实施图10所示方法的一种电源装置的示意性结构框图；请参照图12，图12是在图3的基础上增加反馈回路50，从而实现对占空比的缓慢调节。反馈回路50的输入为第二调制信号，反馈回路50可以包括第二比较器54和第二积分器55，第二比较器54和第二积分器55可以为常见的能够实现比较和积分的结构。

在上述实施例的基础上，步骤S203包括：将第一调制信号输入第一滤波器30，以获取第二调制信号，其中，第一滤波器30为LC低通滤波器，从而维持反馈回路的稳定性。另外，电感L可以选择相对较小的参数，从而降低直流损耗。

图13为根据本公开实施例中第一滤波器中电感的结构图。请参照图13，在一些实施例中，第一滤波器30可以包括两个电感31，两个电感31串联设置，电流可以依次流经两个电感31，且两个电感31并排间隔设置，从而可以减小第一滤波器30工作时的电磁辐射，降低其与便携部件中的感应元件例如天线等的互感，进一步降低对便携部件的影响。

继续参照图3，本实施例还提供一种电源装置，包括：PWM脉宽调制信号发生器10、输入信号处理器(例如乘法器)20、第一滤波器30和线性调节器40。

PWM脉宽调制信号发生器10被配置为提供PWM脉宽调制信号，其占空比预设为固定值；输入信号处理器(例如乘法器)20被配置为利用PWM脉宽调制信号对输入信号进行PWM脉宽调制处理，以获取第一调制信号；第一滤波器30的输入端与输入信号处理器20连接，且第一滤波器30被配置为对第一调制信号进行第一滤波处理，以获取第二调制信号；线性调节器40的输入端与第一滤波器30的输出端连接，且线性调节器40被配置为对第二调制信号进行线性调节处理，以输出目标信号。

其中，PWM脉宽调制信号发生器10、输入信号处理器20、第一滤波器30和线性调节器40的结构和功能与上述实施例相同，具体可以参考上述各个实施例，在此不再赘述。

本实施例提供电源装置，能够降低对屏蔽部件的要求，减小便携部件的体积和重量，使其便于携带。并且，通过PWM脉宽调制处理来对输入信号进行调节，可以降低功耗，且能够高效地实现电压调节，降低电压调节过程对便携部件的影响，具有良好的电磁兼容性。

在一些实施例中，如图7和图12中，电源装置还包括：具有积分环节的反馈回路50，该反馈回路50用于对PWM脉宽调制信号的占空比进行调节，其中，第一调制信号或第二调制信号作为反馈回路的输入，从而使得占空比以非常缓慢的速度进行调节，由于占空比的缓慢变化，其并不会产生严重的背景噪声，从而也可以降低对屏蔽部件的要求，并实现稳定的输出。

在一些实施例中，请参照图7，电源装置还包括：第二滤波器51、第一比较器52和第一积分器53。

第二滤波器51的输入端与第一滤波器30的输入端连接，且第二滤波器51被配置为对第一调制信号进行第二滤波处理，以获取第三调制信号。

第一比较器52的输入端与第二滤波器51的输出端连接，且第一比较器52被配置为比较第三调制信号与第一参考信号，以获取第一比较信号，其中，第一参考信号为第一调制信号的平均参考值。

第一积分器53的输入端与第一比较器52的输出端连接，且第一积分器53被配置为对第一比较信号进行积分处理，以获取第一积分信号。

并且其中，PWM脉宽调制信号发生器10还被进一步配置为基于第一积分信号对占空比进行调节，以使占空比随输入信号的变化而变化。

通过该电源装置可以在输入信号波动时，维持目标信号的稳定，并且不会产生严重的背景噪声，从而也可以降低对屏蔽部件的要求，并降低便携部件的体积和重量，提高了便携性。

在一些实施例中，第二滤波器51为LC低通滤波器或RC低通滤波器，第二滤波器51为RC低通滤波器时，其还可以维持反馈回路的稳定。

另外，第二滤波器51的带宽小于或等于100kHz，即在+/-100kHz的范围内。该范围既能够降低背景噪声对便携部件的干扰，还可以实现占空比的缓慢调节。

在一些实施例中，请参照图12，电源装置还包括：第二比较器54和第二积分器55。

第二比较器54的输入端与第一滤波器30的输出端连接，且第二比较器54被配置为比较第二调制信号与第二参考信号，以获取第二比较信号，其中，第二参考信号为第二调制信号参考值的平均值。

第二积分器55的输入端与第二比较器54的输出端连接，且第二积分器55被配置为对第二比较信号进行积分处理，以获取第二积分信号。

并且其中，PWM脉宽调制信号发生器10还被进一步配置为基于第二积分信号对占空比进行调节，以使占空比随输入信号的变化而变化。

通过该方法可以在输入信号波动时，维持目标信号的稳定，并且不会产生严重的背景噪声，从而也可以降低对屏蔽部件的要求，并降低便携部件的体积和重量，提高了便携性。

在一些实施例中，图13中，第一滤波器30可以包括两个电感31，两个电感31串联设置，电流可以依次流经两个电感31，且两个电感31并排间隔设置，从而可以减小第一滤波器30工作时的电磁辐射，降低其与便携部件中的感应元件例如天线等的互感，进一步降低对便携部件的影响。

在一些实施例中，第二调制信号的电压值高于目标信号的电压值，从而可以避免线性调节器40的损耗影响目标信号的电压值。

可以理解，电源装置中各部分的结构和功能与上述实施例相同，具体可以参考上述实施例。

本实施例还提供一种便携部件，用于磁共振设备中，包括：电源装置以及用于接收检测信号的部件本体，电源装置与部件本体连接，以用于为部件本体供电。

其中，部件本体可以为接收天线等用于接收检测信号的结构。电源装置的结构和功能与上述实施例相同，或者，电源装置可以执行上述的电源调节方法，具体可以参考上述实施例，在此不再赘述。

本实施例提供的便携部件，能够减少PWM脉宽调制产生的噪声对便携部件工作的干扰，从而减轻对屏蔽部件的要求，进而减轻便携部件的重量，提高了便携性。

本实施例还提供一种磁共振设备，包括：设备主体以及便携部件，便携部件与设备主体通信连接。

其中，设备主体可以根据磁共振设备的种类进行设置，便携部件的结构和功能与上述实施例相同，具体可以参考上述实施例，在此不再赘述。便携部件和设备主体之间可以通过常见的无线通信方式实现通信。

另外，在一些实施例中，便携部件可以独立于设备主体，即两者之间可以不具有连接线缆，便携部件可以依靠自身所带的电源装置实现独立供电，从而可以使得便携部件的使用更加灵活。

在另一些实施例中，便携部件可以通过连接线缆与设备主体连接，从而从设备主体获得所需电能。

本实施例提供的磁共振设备，由于便携部件的体积和重量轻，便于携带，使得磁共振设备可以适用于多种应用场景，灵活高。

以上所述仅为本公开的实施例而已，并不用以限制本公开，凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。