整流电路以及电源装置

技术领域

以下的公开涉及一种整流电路。

背景技术

已知电源电路中使用的整流元件会产生瞬态电流。通过向整流元件施加反向电压来产生该瞬态电流。由于该瞬态电流会引起损耗，因此研究了各种对策方法。

日本特开2011-36075号公报和日本特开2013-198298号公报公开了以降低瞬态电流为一个目的的电路。例如，在日本特开2011-36075号公报公开的电路中，为了减小瞬态电流，设置有与整流元件并联连接的二极管和变压器(Transformer)。日本特开2013-198298号公报公开了与日本特开2011-36075号公报同样的电路。

发明内容

然而，如后所述，在用于降低整流电路中的瞬态电流的措施上仍然存在改进的余地。本公开的一个方面的目的是有效地减少整流电路中的瞬态电流。

为了解决上述问题，本公开的一方面涉及的整流电路是使整流电流从第二端子流向第一端子的整流电路，包括：第三端子，其配置在所述第一端子和所述第二端子之间；第一整流元件，其连接到所述第一端子和所述第二端子；线圈，其连接到所述第一端子和所述第三端子；第二整流元件，其连接到所述第三端子和所述第二端子；晶体管，其源极或发射极连接到所述第三端子；以及电源，其负极连接到所述第一端子，并且其正极连接到所述晶体管的漏极或集电极，第一反向电压通过所述线圈的电流被施加到所述整流电路。

发明效果

根据本发明的一个方面的整流电路，可以有效地降低瞬态电流。

附图说明

图1是示出第一实施方式的电源电路的电路构成的图。

图2是示出各电压和电流的波形的图。

图3是放大显示了图2中的各曲线图的图。

图4是用于说明第一至第四工序中的各电流的路径的图。

图5是示出比较例的电源电路中的各电压和电流的波形的图。

图6是示出某一元件中的Coss的电压依赖性的图。

图7是示出各元件中的Coss的电压依赖性的图。

图8是示出第二实施方式的电源装置的图。

具体实施方式

[第一实施方式]

以下说明第一实施方式的整流电路1和电源电路10。

为了便于说明，在以下实施方式中，与第一实施方式中说明的构件具有相同功能的构件用相同的附图标记表示，并且不重复其说明。

(整流电路1的目的)

如上所述，向整流元件施加反向电压会产生瞬态电流。在具有PN结的整流元件中产生的瞬态电流也称为反向恢复电流。

另一方面，即使在不具有PN结的整流元件中也产生瞬态电流。在该整流元件中，因施加反向电压而产生的寄生电容的充电电流作为瞬态电流流动。作为不具有PN结的半导体元件的示例，列举SiC-SBD(Schotky Barrier Diode，肖特基势垒二极管)或GaN-HEMT(HighElectron Mobility Transistor，高电子迁移率晶体管)等。

以减少这些瞬态电流为目的创建了整流电路1。

(术语的定义)

在说明整流电路1之前，在本说明书中，定义了如下各术语。

“正向电压”：是指使正向电流流过整流元件的电压。

作为第一示例，考虑整流元件是二极管的情况。在这种情况下，正向电压是指使正向电流流过二极管而施加的电压。

作为第二示例，考虑整流元件是晶体管的情况。在这种情况下，正向电压是指“当栅极截止时，在以漏极为基准向源极施加正电压的情况下，整流电流导通的电压”。

以上两个示例与以整流电路1的第一端子FT1(后述)为基准向第二端子ST1(后述)施加正电压的情况相同。正向电压的大小取决于元件的类型，但是例如为0.1V至5V。通过施加正向电压而产生的正向电流的大小取决于线圈等电感元件的电流，但是例如为0.1A至100A。

“整流电流”：是指流过整流元件或整流电路的正向电流。

“反向电压”：是指施加到整流元件或整流电路以使正向电流不流动的电压。

作为第一示例，考虑整流元件是二极管的情况。在这种情况下，施加在该二极管上以使正向电流不流动的电压是反向电压。

作为第二示例，考虑整流元件是晶体管的情况。在这种情况下，反向电压是指“当栅极截止时，以源极为基准施加到漏极的正电压”。

上述两个示例与以整流电路1的ST1为基准向FT1施加正电压的情况相同。反向电压的大小取决于电路规格，例如为1V至1200V。

“第一反向电压”：是指通过线圈的能量，施加到整流电路的瞬时反向电压。如果某个期间为开关周期的10％以下，则对电路操作的影响很小，因此该期间可以看作是瞬时的。在第一实施方式中，由于开关周期是10μsec，因此1μsec以下的期间可以说是瞬时的。

“第二反向电压”：与第一反向电压不同，表示连续施加的反向电压。当仅记载为反向电压时，表示该第二反向电压。例如，工作期间(duty period)的反向电压与第二反向电压对应。

“瞬态电流”：是指反向恢复电流和整流元件的寄生电容的充电电流的总称。即，瞬态电流是指在对整流元件施加反向电压时产生的瞬态的电流。在图1的示例中，可以在FS1和SS1的位置处测量瞬态电流。

“整流功能”：是指仅在一个方向上流通电流的功能。

作为第一示例，考虑整流元件是二极管的情况。在这种情况下，整流功能是指使正向电流导通并截断反向电流的二极管的功能。

作为第二示例，考虑整流元件是晶体管的情况。在这种情况下，整流功能是指在栅极截止时，使电流从源极到漏极导通，并且截断从漏极流向源极的电流的功能。

“整流元件”：表示具有整流功能的元件的总称。

“晶体管功能”：是指通过使晶体管的栅极导通/截止(ON/OFF)来切换电流是否从漏极流向源极的功能。当然，为了使电流流通，还需要以源极为基准向漏极施加正电压。

此外，在元件为双极晶体管或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)的情况下，则考虑分别将(i)漏极替换为集电极，(ii)源极替换为发射极。

“晶体管元件”：表示具有晶体管功能的元件的总称。

(电源电路10的构成的概要)

图1是示出第一实施方式的电源电路10的电路构成的图。电源电路10是将低电压转换成高电压的升压DCDC转换器。在电源电路10中，将公知的升压DCDC转换器的整流元件替换为整流电路1。此外，请注意以下说明的各数值仅是示例。

(电源电路10的低电压部的构成)

在低电压部中设置有电源LV1、电容器LC1和线圈CO1。在以下的说明中，为了简化描述，例如，将“电源LV1”简单地表示为“LV1”。电源符号的(+)侧表示正极侧，(-)侧表示负极侧。LV1的负极的电压为0V，正极的电压为200V。LC1的静电电容为1F。CO1的电感为500μH，平均电流为14A。

(电源电路10的高电压部的构成)

在高电压部中设置有电容器HC1和负载LO1。HC1的静电电容为3.3mF，电压为400V。在电源电路10中，HC1的电压被设计为LV1的电压的两倍。

(电源电路10的整流电路1的构成)

一般的整流电路包括第一整流元件FR1。与此相对，在整流电路1中，在第一整流元件FR1的基础上，还设置有第二整流元件SR1、线圈AC1、晶体管AT1和电源AV1。

“第一整流元件FR1”是共源共栅型GaN-HEMT。FR1的漏极耐压为650V，导通电阻为50mΩ。在图1的示例中，使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Filed EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的电路符号来表示共源共栅GaN-HEMT。

“第二整流元件SR1”是耐压为650V的SiC-SBD。导通开始时的SR1的正向电压为0.9V。当正向电流流动时，SR1的电阻为50mΩ。

“线圈AC1”是电感为1μH，直流电阻为50mΩ的线圈。

“晶体管AT1”是导通电阻为40mΩ的MOSFET。

“电源AV1”是电压为15V的电源。AV1的负极连接到FT1。在第一实施方式中，由于FT1的电压是400V，因此AV1的正极的电压被设置为415V。

“第一端子FT1”表示FR1、AC1与AV1之间的电连接点。

“第二端子ST1”表示FR1与SR1之间的电连接点。

“第三端子TT1”表示SR1、AC1与AT1的电连接点。

“FS1和SS1”表示可以测量整流电路1的电流的部分。在FS1和SS1中均观察到相同的电流值。可以使用任意的电流传感器。作为电流传感器，例如，可以使用霍尔元件型电流传感器、CT(CurrentTransformer，电流互感器)传感器，Rogowski(罗氏)线圈，分流电阻等。

(电源电路10的晶体管功能部的构成)

在晶体管功能部中设置有晶体管SWT1。作为SWT1，使用与FR1相同类型的元件。

电源电路10中的每个元件的栅极端子连接至后述的图8的控制电路9。因此，栅极的导通/截止的切换通过控制电路9来执行。

(比较例的电路构成)

电源电路10r(未图示)是比较例的升压DCDC转换器。电源电路10r具有仅用FR1来取代电源电路10的整流电路1的构成。首先，将说明电源电路10r的动作和瞬态电流，然后将说明电源电路10。

(比较例的动作1)

首先，在SWT1的导通期间，开关节点电压约为0V。因此，向CO1施加约200V的电压，线圈电流增加。该线圈电流遵循“LV1的正极→CO1→SWT1→LV1的负极”的路径。

(比较例的动作2)

接下来，将SWT1切换到截止(OFF)。其结果，由于CO1的电动势，ST1的电压变得比FT1的电压高约1V。该约1V的电压作为正向电压施加到FR1，整流电流从CO1流到FR1。该整流电流遵循“LV1的正极→CO1→FR1→LO1→LV1的负极”的路径。

(比较例的动作3)

接下来，将SWT1切换为导通(ON)。其结果，开关节点的电压变为约0V。由此，向FR1施加约400V的反向电压，瞬态电流流动。

这些动作1至3以100kHz的频率重复执行。SWT1的占空比为50％。因此，每5μsec将正向电压和反向电压交替地施加到FR1。

(整流电路1的动作解说中使用的图2至图4的说明)

图2是示出整流电路1中的四个电压和电流的波形的曲线图。这些波形基于共同的时间轴(横轴)而示出。该四个波形分别示出：

·RFV(整流电路1的电压)：以ST1为基准施加到FT1的电压；

·RFI(整流电路1的电流)：从ST1流向FT1的电流；

·AC1I(AC1电流)：从TT1流向FT1的电流；

·SR1I(SR1电流)：从ST1流向TT1的电流。

图2的横轴示出了第一至第四工序(后述)的时间。

图3是放大显示图2的每个曲线图，并且在一个曲线图中示出了四个波形的图。在图3中，RFV从曲线图的上端突出以方便放大显示。

图4是用于说明第一工序至第四工序中的各电流的路径的图。具体地，图4中的400a至400d分别对应于第一至第四工序的电流路径。为了便于图示，在图4中，省略了图1所示的各元件的附图标记。

(整流电路1的驱动方法：第一工序至第四工序)

在整流电路1的驱动方法中，按以下顺序执行以下四个工序。

·第一工序：向整流电路1施加正向电压，使整流电流流过的工序；

·第二工序：通过使AT1导通，使电流流过AC1的工序；

·第三工序：通过使AT1截止，使电流流过SR1，并且向整流电路1施加第一反向电压的工序；

·第四工序：向整流电路1施加第二反向电压并使整流电流停止的工序。

(第一工序：使整流电流流过整流电路1)

在第一工序之前，电流从CO1朝向SWT1流动。因此，在第一工序中，通过使SWT1截止，在CO1中产生电动势。通过该电动势，可以向整流电路1施加大约1V的正向电压。其结果，可以使整流电流流过FR1。该整流电流流过由图4中的400a的RFI表示的路径。

此外，在第一工序中，流过SR1的电流小于流过FR1的电流。因此，与图4的400c至400d不同，在图4的400a中未图示出SR1I。

(第二工序：使电流流过AC1)

第一工序之后，通过使AT1导通，使AC1I流动。AC1I流过图4中的400b所示的路径。AC1I随着时间的经过而大致线性地增加。通过第二工序，在线圈中积存能量。

(第三工序-1：使电流流过SR1)

第二工序之后，通过使AT1截止，使SR1I流动。SR1I流过图4中的400c所示的路径。即，线圈的能量作为SR1I而流动。

关于SR1I的电流路径，可以从另一个角度来说明。特别地，将说明图4的400c中的、流过FR1的电流。图4的400c中的FR1同时示出了向上的RFI和向下的SR1I。相互反方向的电流流过FR1意味着电流值彼此抵消。

(第三工序-2：向整流电路1施加第一反向电压)

SR1I流动的结果，由于与RFI相比SR1I变多，因此RFV上升。更具体地，在FR1中抵消后的电流在图4中在400c处向下，因此FR1的寄生电容被充电并且整流电路1的电压升高。即，可以通过线圈的能量向整流电路1施加第一反向电压。

(第四工序：向整流电路1施加第二反向电压)

在第四工序中，通过使SWT1导通，将400V的第二反向电压施加到整流电路1。可以根据电源电路的类型选择各种各样的反向电压的施加方法。

施加第二反向电压的同时，产生对FR1的寄生电容充电的瞬态电流(反向RFI)。瞬态电流流过由图4中的400d的RFI表示的路径。另外，尽管在图4的400d中省略了图示，但是从第四工序的开始时刻开始，流过“LV1的正极→CO1→SWT1→LV1的负极”的路径的电流。

(通过FR1I削减瞬态电流的原理)

在整流电路1中，当SR1I在对FR1的寄生电容充电的路径中流动时，施加第二反向电压以使瞬态电流流动。即，FR1的寄生电容可以由SR1I和RFI充电。因此，瞬态电流为要减去SR1I的量的值。即，与以往相比，可以有效地降低瞬态电流。

(通过第一反向电压削减瞬态电流的原理)

如上所述，第二反向电压为400V。在第一实施方式中，由于在第三工序中已经施加了约22V的第一反向电压，因此RFV上升了该第一反向电压的量。因此，在第四工序中追加施加的第二反向电压为从400V减去第一反向电压的约22V后的值(约378V)。因此，与以往相比，可以有效地降低瞬态电流。

由于第一反向电压是瞬时电压，因此电压施加立即结束。因此，优选在继续施加第一反向电压的期间，接着施加第二反向电压。

另外，由于寄生成分引起的振铃的影响，有时难以详细地判别施加第二反向电压的时间。在这种情况下，可以通过关注RFI的变化来判别详细的时间。具体地，可以看出，在图3的CP中，RFI急剧衰减。RFI的急剧衰减源于施加到整流电路1的电压已经开始改变。因此，可以说，图3中的CP的时间是施加第二反向电压的时间。

(瞬态电流的比较和削减效果的确认)

对比较例的电源电路10r和电源电路10的瞬态电流进行比较，并确认通过整流电路1削减瞬态电流的效果。

(比较例的瞬态电流)

图5是示出作为比较例的电源电路10r的整流电路电压(RFVc)和整流电路电流(RFIc)的波形的曲线图。图5的曲线图中的横轴和纵轴的比例设定为与图3的曲线图相同。

如图5所示，在比较例中，可以看出，作为瞬态电流的负25A的RFIc正在流动。反向电压(RFVc)与图3的示例相同，为400V。

(整流电路1的瞬态电流)

参照图3说明电源电路10的整流电路1中的瞬态电流。在图3的示例中，瞬态电流(负RFI)的大小为12A。因此，根据整流电路1，与比较例相比，确认了可以降低瞬态电流。

(用于使整流电路1有效动作的改进点1至3)

在第一实施方式中应用了多个优选的改进点。以下，将说明这些优选的改进点。

(改进点1：在第一反向电压达到5V以上后，施加第二反向电压)

在第一实施方式的示例中，通过施加约22V的第一反向电压来减少瞬态电流。作为一个示例，通过增加第一反向电压，可以减少更多的瞬态电流。

图6是示出了某一元件(例如：FR1)的寄生电容(Coss)的反向电压(VDS)依赖性的一个示例的曲线图。

Coss随着VDS的降低而变大。当VDS为50V以下时，为大的Coss，当VDS为5V以下时，为极大的Coss。

通过使第一反向电压至少为5V，可以对5V以下的极大的Coss充电。此外，通过使第一反向电压为50V，不仅可以对5V以下的极大的Coss充电，还可以对5V至50V的大的Coss充电。

因此，优选第一反向电压具有5V以上的规定的电压值。另外，通过使第一反向电压为50V以上，可以对更多的Coss进行充电。

(改进点2：第一反向电压为第二反向电压的12％以上且88％以下)

然而，为了通过第一反向电压将Coss充电至更高的电压，需要大量的线圈能量。因此，优选第一反向电压具有适当的高度。

图7是例示出FR1和SWT1中的每一个的、针对Coss的电压依赖性的示意性曲线图。在该曲线图中，横轴表示FR1的VDS，纵轴表示各元件的Coss。FR1的反相电压被施加到SWT1。由此，SWT1的Coss成为以“VDS＝200V”为基准，将FR1的Coss反转后的值。

“FR1SWT1”表示FR1的Coss和SWT1的Coss的总计值。由SR1I充电和放电的coss为该FR1SWT1。在FR1SWT1中，从0V到200V，随着VDS的增加，Coss降低。因此，不需要显着增加充电能量。因此，在200V之前可以有效地对Coss充电。然而，在350V以上时，Coss很高。因此，在350V以上时不能有效地利用线圈能量。如上所述，第一反向电压优选在50V至350V的范围内。

基于以上几点，第一反向电压相对于第二反向电压优选在12％至88％(12％以上且88％以下)的范围内。

图7所例示的第二反向电压的值(400V)可以根据电路电压和整流元件耐压而适当地变更。整流元件的coss根据整流元件耐压(电路电压)而变化。因此，可以以上述比率来考虑。

另外，第一反向电压的值根据FR1I和时间的经过而变化。在上述说明中提及的第一反向电压的值是指“紧接在施加第二反向电压之前的第一反向电压的值”。

(改进点3：AV1的电压低于第二反向电压)

由于AT1产生开关损耗，因此AV1的电压优选为低。在第一实施方式中，构成为不使用第二反向电压(400V)，而使用电压更低的电压源AV1。由此，可以减少AT1的开关损耗。

另一方面，为了减少AT1的导通损耗，优选AV1的电压是晶体管(例如：AT1)可以在饱和区域中工作的电压(5V以上)。

在第一实施方式中，AV1的电压为5V以上，并且低于第二反向电压。

[变形例：元件的应用范围]

在第一实施方式中，示出了FR1是共源共栅GaN-HEMT并且SR1是SiC-SBD的情况。这些元件的类型没有特别限制，只要它们包括在上述各元件的范畴中。同样地，SWT1的类型也没有特别限制，只要具有晶体管功能。另外，可以通过将一般使用的同步整流应用于整流元件来降低导通损耗。

[第二实施方式]

根据本公开的一方式的整流电路可以应用于使用整流电路的电源电路。作为电源电路的示例，可以列举斩波电路，逆变器电路和PFC(功率因数校正)电路等。

图8是示出包括电源电路10的电源装置100的图。根据整流电路1，可以减少电源电路10和电源装置100的损耗。进一步地，电源电路10包括控制电路9。控制电路9控制设置在电源电路10中的每个元件的导通/截止切换。特别地，控制电路9内置有栅极驱动用电源(电压为15V)，其用于切换AT1的导通/截止。可以通过控制电路9控制设置在电源电路10中的各元件的导通/截止来执行第一工序至第四工序。

[总结]

本公开的方式1涉及的整流电路是使整流电流从第二端子流向第一端子的整流电路，包括：第三端子，其配置在所述第一端子和所述第二端子之间；第一整流元件，其连接到所述第一端子和所述第二端子；线圈，其连接到所述第一端子和所述第三端子；第二整流元件，其连接到所述第三端子和所述第二端子；晶体管，其源极或发射极连接到所述第三端子；以及电源，其负极连接到所述第一端子，并且其正极连接到所述晶体管的漏极或集电极，第一反向电压通过所述线圈的电流被施加到所述整流电路。

如上所述，瞬态电流在电路中产生损耗。然后，本申请的发明人基于“线圈的电流引起的第一反向电压与瞬态电流的抑制相关联”的构思，找到了上述构成。

根据上述构成，通过使晶体管导通来使电流流过线圈并积存能量。然后，通过使晶体管截止，该能量被转换为第二整流元件中流通的电流(第二整流元件电流)，并且第一反向电压被施加到整流电路。

通过施加该第一反向电压，抑制了由第二反向电压引起的瞬态电流。即，因为有效施加的第二反向电压被减去第一反向电压的量。

在本公开的方式2涉及的整流电路中，在所述第一反向电压之后，第二反向电压被施加到所述整流电路。

根据上述构成，两个反向电压是连续的。第一反向电压为线圈的能量，并且其施加时间受到限制。通过后续施加第二反向电压，可以延长反向电压的施加时间。

在本公开的方式3涉及的整流电路中，在所述第一反向电压达到了5V以上的规定电压值之后，第二反向电压被施加到所述整流电路。

根据上述构成，可以通过第一反向电压对第一整流元件中不到5V的极大的Coss进行充电。因此，可以有效地降低瞬态电流。

在本公开的方式4涉及的整流电路中，所述第一反向电压为所述第二反向电压的12％以上且88％以下。

根据上述构成，可以在能有效地利用线圈的能量的范围内施加第一反向电压。

在本公开的方式5涉及的整流电路中，所述电源的电压低于所述第二反向电压。

根据上述构成，可以以低电压开关晶体管，并且可以降低该晶体管的开关损耗。

在本公开的方式6涉及的电源装置中，包括本公开的一方面涉及的整流电路。

根据上述构成，通过使用削减了瞬态电流的整流电路，能够实现损耗减少的电源装置。

[附记事项]

本公开的一方面不限于上述的各实施方式，在权利要求所示的范围中能够进行各种变更，将分别公开在不同的实施方式中的技术手段适当组合而得到的实施方式也包含在本公开的一方面的技术范围中。而且，通过将各实施方式中分别公开的技术手段组合能够形成新的技术特征。