不间断电源装置

技术领域

本发明涉及不间断电源装置，特别涉及三相四线式的不间断电源装置。

背景技术

例如，在日本特开2013－176296号公报(专利文献1)中公开了一种三相三线式的不间断电源装置。该不间断电源装置具有：转换器，在交流电源正常时，将来自交流电源的交流电压转换成第一～第三直流电压，并输出至第一～第三直流线路，在交流电源停电时该运转停止；直流电压转换器，在交流电源停电时，将来自直流电力供给源的第四直流电压转换成第一～第三直流电压，并供给至第一～第三直流线路；以及逆变器，将来自转换器及直流电压转换器的第一～第三直流电压转换成交流电压并供给至负载。

该不间断电源装置还具有：第一电容器，连接于第一及第二直流线路之间；第二电容器，连接于第二及第三直流线路之间；第一及第二电压检测器，分别检测第一及第二电容器的端子间电压；计算器，求出作为第一及第二电压检测器的检测值之和的第一电压、和作为第一及第二电压检测器的检测值之差的第二电压；第一控制部，在交流电源正常时，以使第一电压成为参照电压而且第二电压消失的方式控制转换器；以及第二控制部，在交流电源停电时，以使第一电压成为参照电压而且第二电压消失的方式控制直流电压转换器。

因此，对于该不间断电源装置，能够将第一及第二电容器的端子间电压之和维持为参照电压，并且将第一及第二电容器的端子间电压之差维持为0V。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013－176296号公报

发明内容

发明要解决的课题

在负载包括三相变压器及负载主体部的情况下，在三相变压器流过三相励磁电流，不间断电源装置的三相输出电流分别成为正负不对称波形。在交流电源、不间断电源装置、三相变压器及负载主体部都是三相三线式的情况下，流过三相变压器的三相交流电流之和成为0，所以第一及第二电容器的端子间电压不平衡的可能性较小。

但是，在交流电源、不间断电源装置、三相变压器及负载主体部是三相四线式的情况下，电流流过中性点线路，所以流过三相变压器的三相交流电流之和不会为0，而成为正负不对称波形，第一及第二电容器的端子间电压有可能不平衡。特别是在负载电流小的情况下，在交流电源停电时直流电压转换器的输出电流减小，所以第一及第二电容器的端子间电压有可能不平衡。

所以，本发明的主要目的是提供一种三相四线式的不间断电源装置，即使在负载包括三相变压器及负载主体部、负载电流小的情况下，也能够消除停电时的第一及第二电容器的端子间电压的不平衡。

用于解决课题的手段

有关本发明的不间断电源装置具有：第一～第三直流线路；第一电容器，连接于所述第一及第二直流线路之间；第二电容器，连接于所述第二及第三直流线路之间；中性点线路，与三相四线式的交流电源的中性点端子、所述第二直流线路及三相四线式的负载的中性点端子连接；开关，对应所述交流电源的各相而设置，一个端子接收从所述交流电源供给的对应的相的交流电压，在所述交流电源正常时接通，在所述交流电源停电时断开；交流输入滤波器，包括连接于所述开关的另一个端子和所述中性点线路之间的第三电容器以及一个端子与所述开关的另一个端子连接的电抗器；转换器，连接于所述电抗器的另一个端子和所述第一～第三直流线路之间，包括构成为能够相互转换交流电压和第一～第三直流电压的第一多电平电路，在所述交流电源正常时，将来自所述交流电源的交流电力转换成直流电力并供给至所述第一～第三直流线路；直流电压转换器，连接于直流电力供给源和所述第一～第三直流线路之间，包括构成为能够相互转换从所述直流电力供给源供给的第四直流电压和所述第一～第三直流电压的第二多电平电路，在所述交流电源停电时，将来自所述直流电力供给源的直流电力供给至所述第一～第三直流线路；逆变器，设置于所述第一～第三直流线路和所述负载之间，包括构成为能够相互转换所述第一～第三直流电压和交流电压的第三多电平电路，将从所述转换器及所述直流电压转换器供给的直流电力转换成交流电力并供给至所述负载；第一及第二电压检测器，分别检测所述第一及第二电容器的端子间电压；运算器，根据所述第一及第二电压检测器的检测结果，求出作为所述第一及第二电容器的端子间电压之和的第一电压和作为所述第一及第二电容器的端子间电压之差的第二电压；第一控制部，在所述交流电源正常时，以使所述第一电压成为第一参照电压而且所述第二电压消失的方式控制所述转换器，在所述交流电源停电时，在所述第二电压的绝对值比预先设定的阈值电压小的情况下使所述转换器停止，在所述第二电压的绝对值比所述预先设定的阈值电压大的情况下控制所述转换器，使所述第二电压降低；以及第二控制部，在所述交流电源停电时，以使所述第一电压成为所述第一参照电压而且所述第二电压消失的方式控制所述直流电压转换器。

发明效果

对于本不间断电源装置，在交流电源停电时，对直流电压转换器进行控制，使开关断开，将交流电源和交流输入滤波器电气地切断，使作为第一及第二电容器的端子间电压之差的第二电压消失，并且在第二电压的绝对值超过规定的阈值电压的情况下，控制转换器使第二电压降低。因此，即使在负载包括三相四线式的变压器及负载主体部、负载电流小的情况下，也能够消除停电时的第一及第二电容器的端子间电压的不平衡。

附图说明

图1是表示有关本发明的实施方式1的不间断电源装置的整体结构的电路框图。

图2是示例图1所示的负载的结构的电路框图。

图3是表示图1所示的转换器及逆变器的结构的电路图。

图4是表示图1所示的直流电压转换器的结构的电路图。

图5是表示与图1所示的控制装置的转换器及直流电压转换器的控制相关联的部分的框图。

图6是表示图5所示的控制部53的结构的框图。

图7是表示图5所示的控制部54的结构的框图。

图8是表示图3所示的转换器的一个相的结构的等价电路图。

图9是表示图6所示的控制部53的动作的时序图。

图10是表示图6所示的控制部53的动作的另一时序图。

图11是表示图3所示的转换器的各相臂所包含的四个IGBT元件的通断模式的图。

图12是表示图11所示的各模式的各相臂的动作的电路图。

图13是表示商用交流电源停电时的转换器的一个相的动作的等价电路图。

图14是表示商用交流电源停电时的转换器的一个相的动作的另一等价电路图。

图15是表示商用交流电源停电时的转换器的一个相的动作的又一等价电路图。

图16是表示图7所示的控制部54的动作的时序图。

图17是表示图4所示的IGBT元件Q1D～Q4D的通断模式的图。

图18是表示图17所示的三种模式的直流电压转换器的动作的电路图。

图19是表示图7所示的控制部54的动作的另一时序图。

图20是表示有关本发明的实施方式2的不间断电源装置的整体结构的电路框图。

图21是表示图20所示的控制装置的主要部分的电路框图。

图22是表示实施方式2的变更例的电路框图。

图23是表示有关本发明的实施方式3的不间断电源装置的主要部分的电路图。

图24是表示在图23中说明的转换器的各相臂所包含的四个IGBT元件的通断模式的图。

图25是表示图24所示的各模式的各相臂的动作的电路图。

具体实施方式

[实施方式1]

图1是表示有关本发明的实施方式1的不间断电源装置U1的整体结构的框图。在图1中，不间断电源装置U1是三相四线式，具有开关1、交流输入滤波器2、转换器3、逆变器4、交流输出滤波器5、直流电压转换器(在图中表示为“DC/DC”)6、控制装置10、直流线路L1～L3、中性点线路L4、电容器C1、C2、电压检测器31、34、35、36、电流检测器32、37及停电检测器33。

开关1包括开关1R、1S、1T。开关1R、1S、1T的一个端子分别与三相四线式的商用交流电源41的R相端子TR、S相端子TS及T相端子TT连接，分别接收由商用交流电源41供给的R相电压VR、S相电压VS、T相电压VT。商用交流电源41的中性点端子TN与中性点线路L4的一端连接。

开关1R、1S、1T通过控制装置10控制，在从商用交流电源41正常供给三相交流电的情况下(商用交流电源41正常时)导通，在来自商用交流电源41的三相交流电的供给停止的情况下(商用交流电源41停电时)断开。开关1R、1S、1T在商用交流电源41的停电时断开，将商用交流电源41和交流输入滤波器2电气切断。

交流输入滤波器2是由电容器11(电容器11R、11S、11T)及电抗器12(电抗器12R、12S、12T)构成的三相的LC滤波电路。电容器11R、11S、11T的一个电极分别与开关1R、1S、1T的另一个端子连接，它们的另一个电极都与中性点线路L4连接。电抗器12R、12S、12T的一个端子分别与开关1R、1S、1T的另一个端子连接，电抗器12R、12S、12T的另一个端子分别与转换器3的三个输入节点连接。

交流输入滤波器2是低通滤波器，使从商用交流电源41供给的商用频率的交流电通过转换器3，防止在转换器3产生的开关频率的信号通过商用交流电源41侧。

直流线路L1～L3的一端与转换器3的三个输出节点连接，它们的另一端与逆变器4的三个输入节点连接。直流线路L2与中性点线路L4连接。并且，直流线路L1～L3与直流电压转换器6的三个高电压侧节点连接。直流线路L1～L3通过转换器3及直流电压转换器6分别成为正电压、中性点电压及负电压。

电容器C1连接于直流线路L1、L2之间，使直流线路L1、L2之间的直流电压Ep平滑及稳定。电容器C2连接于直流线路L2、L3之间，使直流线路L2、L3之间的直流电压En平滑及稳定。

转换器3通过控制装置10控制，在商用交流电源41正常时，将从商用交流电源41经由交流输入滤波器2供给的三相交流电力转换成直流电力，将该直流电力经由直流线路L1～L3供给至逆变器4及直流电压转换器6。

此时，控制装置10对转换器3进行控制，使直流电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr(第一参照电压)，而且使直流电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep-En成为0。

并且，控制装置10在商用交流电源41停电时，在直流电压ΔE比阈值电压ETH小的情况下，使转换器3的运转停止，在直流电压ΔE比阈值电压ETH大的情况下，控制转换器3使直流电压ΔE降低。

逆变器4通过控制装置10控制，将来自转换器3及直流电压转换器6的直流电转换成商用频率的三相交流电。如后面所述，转换器3、逆变器4及直流电压转换器6各自包括三电平电路。通过逆变器4生成的三相交流电经由交流输出滤波器5供给至负载42。

交流输出滤波器5是由电抗器18(电抗器18U、18V、18W)及电容器19(电容器19U、19V、19W)构成的三相的LC滤波电路。电抗器18U、18V、18W的一个端子分别与逆变器4的三个输出节点连接，它们的另一个端子与三相四线式的负载42的U相端子TU、V相端子TV及W相端子TW连接。

电容器19U、19V、19W的一个电极与电抗器18U、18V、18W的另一个端子连接，它们的另一个电极都与中性点线路L4连接。交流输出滤波器5是低通滤波器，使通过逆变器4生成的商用频率的三相交流电通过负载42，防止在逆变器4产生的开关频率的信号通过负载42。负载42的中性点端子TNA与中性点线路L4连接。负载42通过从不间断电源装置U1供给的三相交流电进行驱动。

图2是示例负载42的结构的电路框图。在图2中，负载42包括三相四线式的变压器43和三相四线式的负载主体部46。变压器43包括三个一次绕组44U、44V、44W和三个二次绕组45U、45V、45W。一次绕组44U、44V、44W的一个端子分别与负载42的U相端子TU、V相端子TV及W相端子TW连接，它们的另一个端子都与负载42的中性点端子TNA连接。

二次绕组45U、45V、45W的一个端子分别与负载主体部46的U相端子46U、V相端子46V及W相端子46W连接，它们的另一个端子都与负载主体部46的中性点端子46N连接。从不间断电源装置U1供给的三相交流电压通过变压器43例如降压供给至负载主体部46，驱动负载主体部46。

返回到图1，电池B1(电力贮存装置)连接于直流电压转换器6的两个低电压侧节点之间。直流电压转换器6通过控制装置10控制，在商用交流电源41正常时，将通过转换器3生成的直流电力蓄积在电池B1中。此时，控制装置10对直流电压转换器6进行控制，使电池B1的端子间电压VB成为参照电池电压VBr(第二参照电压)。

并且，直流电压转换器6通过控制装置10控制，在商用交流电源41停电时，将电池B1的直流电力经由直流线路L1～L3供给至逆变器4。此时，控制装置10对直流电压转换器6进行控制，使直流电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr，而且使直流电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep-En成为0V。

另外，还可以替代电池B1将电容器(例如双电层电容器)与直流电压转换器6连接。并且，在本实施方式1中，电池B1设置在不间断电源装置U1的外部，但电池B1也可以内置于不间断电源装置U1。

另外，还可以替代电池B1连接直流电力供给源(例如燃料电池)。在这种情况下，在商用交流电源41正常时，直流电压转换器6的运转停止。

电压检测器31检测开关1R、1S、1T的另一个端子的交流电压VR、VS、VT的瞬时值，将表示三相交流电压VR、VS、VT的三相电压信号输出给控制装置10及停电检测器33。电流检测器32检测流入转换器3的三个输入节点的交流电流IR、IS、IT的瞬时值，将表示三相交流电流IR、IS、IT的三相电流信号输出给控制装置10。

停电检测器33根据来自电压检测器31的三相电压信号判断商用交流电源41是否发生了停电，并输出表示其判断结果的停电信号PC。在商用交流电源41正常时，停电信号PC成为非激活电平的“L”电平。在商用交流电源41停电时，停电信号PC成为激活电平的“H”电平。停电信号PC被提供给控制装置10。

电压检测器34检测电容器C1的端子间电压Ep，将表示检测出的电压Ep的信号输出给控制装置10。电压检测器35检测电容器C2的端子间电压En，将表示检测出的电压En的信号输出给控制装置10。电压检测器36检测电池B1的端子间电压VB，将表示检测出的电压VB的信号输出给控制装置10。电流检测器37检测从电池B1输出的电流IB，将表示检测出的电流IB的信号输出给控制装置10。

控制装置10控制开关1、转换器3、逆变器4、直流电压转换器6的动作。具体在后面进行说明，转换器3、逆变器4及直流电压转换器6由包括半导体开关元件的半导体开关构成。另外，在本实施方式1中，作为半导体开关元件使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)。并且，在本实施方式1中，作为半导体开关元件的控制方式，能够应用PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)控制。

控制装置10接收来自电压检测器31的三相电压信号、来自电流检测器32的三相电流信号、表示电压检测器34检测出的电压Ep的信号、表示电压检测器35检测出的电压En的信号、来自停电检测器33的停电信号PC、表示电压检测器36检测出的电压VB的信号、表示电流检测器37检测出的电流IB的信号等，执行PWM控制。

图3是表示图1所示的转换器3及逆变器4的结构的电路图。在图3中，转换器3包括R相臂3R、S相臂3S及T相臂3T。逆变器4包括U相臂4U、V相臂4V及W相臂4W。

转换器3的各相臂(3R、3S、3T)及逆变器4的各相臂(4U、4V、4W)都构成为三电平电路，包括四个IGBT元件和六个二极管。具体地，R相臂3R包括IGBT元件Q1R～Q4R和二极管D1R～D6R。S相臂3S包括IGBT元件Q1S～Q4S和二极管D1S～D6S。T相臂3T包括IGBT元件Q1T～Q4T和二极管D1T～D6T。U相臂4U包括IGBT元件Q1U～Q4U和二极管D1U～D6U。V相臂4V包括IGBT元件Q1V～Q4V和二极管D1V～D6V。W相臂4W包括IGBT元件Q1W～Q4W和二极管D1W～D6W。

下面为了统一说明转换器3的各相臂及逆变器4的各相臂，将标号R、S、T、U、V、W统一表示为标号“x”。IGBT元件Q1x～Q4x串联连接于直流线路L1、L3之间。二极管D1x～D4x分别与IGBT元件Q1x～Q4x反向并联连接。二极管D5x与IGBT元件Q1x、Q2x的连接点和直流线路L2连接。二极管D6x与IGBT元件Q3x、Q4x的连接点和直流线路L2连接。

另外，二极管D5x的阴极与IGBT元件Q1x、Q2x的连接点连接，二极管D5x的阳极与直流线路L2连接。二极管D6x的阳极与IGBT元件Q3x、Q4x的连接点连接，二极管D6x的阴极与直流线路L2连接。二极管D1x～D4x作为续流二极管发挥作用，二极管D5x、D6x作为钳位二极管发挥作用。

转换器3包括三个输入节点3a～3c。输入节点3a与电抗器12R(图1)的另一个端子连接，并且与IGBT元件Q2R、Q3R的连接点连接。输入节点3b与电抗器12S(图1)的另一个端子连接，并且与IGBT元件Q2S、Q3S的连接点连接。输入节点3c与电抗器12T(图1)的另一个端子连接，并且与IGBT元件Q2T、Q3T的连接点连接。

逆变器4包括三个输出节点4a～4c。输出节点4a与IGBT元件Q2U、Q3U的连接点连接，并且与电抗器18U(图1)的一个端子连接。输出节点4b与IGBT元件Q2V、Q3V的连接点连接，并且与电抗器18V(图1)的一个端子连接。输出节点4c与IGBT元件Q2W、Q3W的连接点连接，并且与电抗器18W(图1)的一个端子连接。

图4是表示图1所示的直流电压转换器6的结构的电路图。在图4中，直流电压转换器6包括半导体开关21及电抗器22。半导体开关21构成为三电平电路，包括串联连接于直流线路L1、L3之间的IGBT元件Q1D～Q4D、和分别与IGBT元件Q1D～Q4D反向并联连接的二极管D1D～D4D。电抗器22包括电抗器22P、22N。电抗器22P连接于IGBT元件Q1D、Q2D的连接点和电池B1的正极之间。电抗器22N连接于IGBT元件Q3D、Q4D的连接点和电池B1的负极之间。

图5是表示与控制装置10(图1)的转换器3及直流电压转换器6的控制相关联的部分的框图。在图5中，控制装置10包括加法器51、减法器52及控制部53～55。加法器51将通过电压检测器34、35检测出的电容器C1、C2的端子间电压Ep、En相加，求出直流线路L1、L3之间的直流电压VDC＝Ep+En。减法器52从通过电压检测器34检测出的电容器C1的端子间电压Ep减去通过电压检测器35检测出的电容器C2的端子间电压En，求出电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差即直流电压ΔE＝Ep-En。直流电压VDC、ΔE被提供给各个控制部53～55。

控制部53根据来自停电检测器33的停电信号PC、表示来自电压检测器31的三相交流电压VR、VS、VT的信号、表示来自电流检测器32的三相交流电流IR、IS、IT的信号、表示来自加法器51的直流电压VDC(第一电压)的信号、表示来自减法器52的直流电压ΔE(第二电压)的信号，控制转换器3。

具体地，控制部53在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41正常时)对转换器3进行如下控制，使得三相交流电压VR、VS、VT的相位和三相交流电流IR、IS、IT的相位一致，使直流电压VDC成为参照直流电压VDCr，使直流电压ΔE为0。

另外，控制部53在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE的绝对值比阈值电压ETH小的情况下，使转换器3的运转停止。

另外，控制部53在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE的绝对值比阈值电压ETH大的情况下，控制转换器3使直流电压ΔE降低。

控制部54、55根据来自停电检测器33的停电信号PC、表示来自电压检测器36的电池电压VB的信号、表示来自电流检测器37的直流电流IB的信号、表示来自加法器51的直流电压VDC的信号、表示来自减法器52的直流电压ΔE的信号，控制直流电压转换器6。

具体地，控制部54在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)激活，对直流电压转换器6进行控制，使得与电池电压VB对应的电平的电流IB从电池B1流向电容器C1、C2，使直流电压VDC成为参照直流电压VDCr，而且使直流电压ΔE成为0。

控制部55在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41正常时)激活，对直流电压转换器6进行控制，使得与直流电压VDC对应的电平的电流IB从电容器C1、C2流向电池B1，使电池电压VB成为参照电池电压VBr。

图6是表示图5所示的控制部53的结构的框图。在图6中，控制部53具有电压指令生成电路61、平衡控制电路62、加法器63A～63C、判定器64及PWM电路65。电压指令生成电路61包括参照电压生成电路81、减法器82、86A～86C、直流电压控制电路83、正弦波产生电路84、乘法器85A～85C；电流控制电路87及加法器88A～88C。

参照电压生成电路81生成参照直流电压VDCr。减法器82计算参照直流电压VDCr与来自加法器51(图5)的直流电压VDC之差的电压ΔVDC＝VDCr-VDC。直流电压控制电路83计算电流指令值I*，电流指令值I*用于以使电压ΔVDC成为0的方式对在转换器3的输入侧流过的电流进行控制。直流电压控制电路83例如通过对ΔVDC进行比例运算或者比例积分运算而计算电流指令值I*。

正弦波产生电路84输出与商用交流电源41的R相电压VR同相的正弦波信号、与商用交流电源41的S相电压VS同相的正弦波信号、和与商用交流电源41的T相电压VT同相的正弦波信号。正弦波产生电路84在商用交流电源41的停电时也输出三相正弦波信号。三个正弦波信号分别输入乘法器85A～85C，与电流指令值I*相乘。由此，生成与商用交流电源41的三相交流电压VR、VS、VT同相的电流指令值IR*、IS*、IT*。

减法器86A计算电流指令值IR*与通过电流检测器32R检测出的R相电流IR之差。减法器86B计算电流指令值IS*与通过电流检测器32S检测出的S相电流IS之差。减法器86C计算电流指令值IT*与通过电流检测器32T检测出的T相电流IT之差。

电流控制电路87以使电流指令值IR*与R相电流IR之差、电流指令值IS*与S相电流IS之差、以及电流指令值IT*与T相电流IT之差都成为0的方式生成电压指令值VRa*、VSa*、VTa*作为应施加给电抗器12的电压。电流控制电路87例如将电流指令值与通过电流检测器检测出的电流值之差按照比例控制或者比例积分控制进行放大，由此生成电压指令值。

加法器88A将电压指令值VRa*与通过电压检测器31检测出的R相电压VR相加，生成电压指令值VR0*。加法器88B将电压指令值VSa*与通过电压检测器31检测出的S相电压VS相加，生成电压指令值VS0*。加法器88C将电压指令值VTa*与通过电压检测器31检测出的T相电压VT相加，生成电压指令值VT0*。

这样，电压指令生成电路61接收通过电压检测器31检测出的三相交流电压VR、VS、VT、通过电流检测器32检测出的三相交流电流IR、IS、IT、以及通过加法器51计算出的直流电压VDC，生成与R相、S相及T相分别对应的电压指令值VR0*、VS0*、VT0*。

平衡控制电路62根据来自停电检测器33(图1)的停电信号PC和来自减法器52(图5)的直流电压ΔE＝Ep-En，生成电压指令值V1*。例如，平衡控制电路62通过对ΔE进行比例运算或者比例积分运算，生成电压指令值V1*。

在停电信号PC是非激活电平的“L”电平、而且ΔE＝Ep-En>0的情况下，以使电容器C1的充电时间比电容器C2的充电时间短的方式，生成电压指令值V1*。在停电信号PC是非激活电平的“L”电平、而且ΔE＝Ep-En<0的情况下，以使电容器C1的充电时间比电容器C2的充电时间长的方式，生成电压指令值V1*。

在停电信号PC是激活电平的“H”电平、而且ΔE＝Ep-En>0的情况下，以使电容器C1的放电时间比电容器C2的放电时间长的方式，生成电压指令值V1*。在停电信号PC是激活电平的“H”电平、而且ΔE＝Ep-En<0的情况下，以使电容器C1的放电时间比电容器C2的放电时间短的方式，生成电压指令值V1*。

加法器63A将电压指令值VR0*、V1*相加而生成电压指令值VR*。加法器63B将电压指令值VS0*、V1*相加而生成电压指令值VS*。加法器63C将电压指令值VT0*、V1*相加而生成电压指令值VT*。

判定器64根据来自停电检测器33(图1)的停电信号PC和来自减法器52(图5)的直流电压ΔE生成信号DT。在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41正常时)，将信号DT设为激活电平的“H”电平。

在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE比阈值电压ETH小的情况下，将信号DT设为非激活电平的“L”电平。在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE比阈值电压ETH大的情况下，将信号DT设为激活电平的“H”电平。

PWM电路65在信号DT是激活电平的“H”电平的情况下激活，根据电压指令值VR*、VS*、VT*，输出用于使通过电压检测器31检测出的三相交流电压VR、VS、VT分别与电压指令值VR*、VS*、VT*相等的信号。该信号是用于驱动转换器3的各相臂所包含的四个IGBT元件的信号。

PWM电路65在信号DT是非激活电平的“L”电平的情况下非激活化，使转换器3的各相臂所包含的四个IGBT元件断开。由此，转换器3的运转停止。

转换器3通过具有上述结构的控制部53进行控制，由此三相交流电流IR、IS、IT成为与商用交流电源41的三相交流电压VR、VS、VT同相、而且成为正弦波的电流，所以能够大致将功率因数设为1。

图7是表示图5所示的控制部54的结构的框图。在图7中，控制部54具有电压指令生成电路71、平衡控制电路72、加法器73A、减法器73B及PWM电路75。电压指令生成电路71包括参照电压生成电路91、减法器92、94、电压控制电路93及电流控制电路95。

参照电压生成电路91生成参照直流电压VDCr。减法器92计算参照直流电压VDCr与通过加法器51(图5)检测出的直流电压VDC之差的电压ΔVDC。电压控制电路93根据通过电压检测器36(图1)检测出的电池B1的端子间电压VB，计算与电压ΔVDC对应的电平的电流指令值IB*。电压控制电路93例如通过对ΔVDC进行比例运算或者比例积分运算而计算电流指令值IB*。减法器94求出通过电压控制电路93生成的电流指令值IB*与通过电流检测器37(图1)检测出的电池B1的电流值IB的偏差ΔIB＝IB*-IB。电流控制电路95根据电流指令值IB*和电流值IB的偏差ΔIB，生成电压指令值V*。

这样，电压指令生成电路71接收通过电压检测器36检测出的电池电压VB、通过电流检测器37检测出的电池电流IB、以及通过加法器51计算出的直流电压VDC，生成用于将电容器C1、C2的端子间电压Ep、En控制为规定的电压的电压指令值V*。

平衡控制电路72从减法器52(图5)接收直流电压ΔE＝Ep-En，生成电压指令值VB1*。例如，平衡控制电路72通过对直流电压ΔE进行比例运算或者比例积分运算而生成电压指令值VB1*。例如，在ΔE>0的情况下，平衡控制电路72将电压指令值VB1*设定为负的值。另一个面，在ΔE<0的情况下，平衡控制电路72将电压指令值VB1*设定为正的值。

加法器73A将电压指令值V*、VB1*相加而生成电压指令值VA*。减法器73B从电压指令值V*减去电压指令值VB1*，生成电压指令值VB*。电压指令值VA*、VB*是用于分别控制半导体开关21的上臂及下臂的电压的指令值，是用于使电压Ep、En的差ΔE成为0的电压Ep、En的指令值。平衡控制电路72、加法器73A及减法器73B构成指令值生成电路，根据直流电压ΔE及电压指令值V*，以使直流电压ΔE＝Ep-En成为0的方式生成分别用于控制电压Ep、En的电压指令值VA*、VB*。

PWM电路75在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)激活，根据电压指令值VA*、VB*输出用于驱动半导体开关21所包含的四个IGBT元件的信号。直流电压转换器6通过来自PWM电路75的信号进行控制，将电池B1的直流电力提供给逆变器4。

PWM电路75在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41正常时)非激活化，不进行直流电压转换器6的PWM控制。另外，在商用交流电源41正常时，直流电压转换器6通过控制部55(图5)进行控制，在电池B1蓄积直流电。

图8是表示图3所示的转换器3的一个相的结构的等价电路图。在图8中，作为一个相的臂，R相臂3R作为开关98示出。开关98包括与转换器3的输入节点3a连接的共同端子和分别与直流线路L1、L2、L3连接的三个切换端子。对于该开关98，共同端子和三个切换端子中的任一个切换端子连接。

在该等价电路中，例如逆变器动作中的交流输入处于三个电位状态(p、c、n)中的任一状态。p、c、n分别是直流线路L1、L2、L3的电压。直流线路L1、L2、L3的电压分别是正电压、中性点电压及负电压。中性点电压例如是接地电压(0V)。

图9是表示图6所示的控制部53的动作的时序图。在图9中示出了商用交流电源41正常时的转换器3(三电平PWM转换器)的一个相(例如R相部分)的PWM控制。另外，在下面的说明中，将各相臂所包含的四个IGBT元件的符号表示为Q1～Q4。

在图9中，电压指令信号103是指尚未通过平衡控制电路62(图6)进行校正的状态的电压指令信号(VR0*)。电压指令信号103通过正弦波产生电路84(图6)成为与商用交流电源41的R相电压VR同相的正弦波信号。对于PWM电路65，通过比较电压指令信号103和参照信号101、102的高低，决定R相(S相、T相也都一样)所包含的四个IGBT元件的通断模式。这种情况下的相臂的IGBT元件Q1～Q4的通断模式成为通断模式111～114，转换器3的输出电压成为相电压106。

参照信号101、102分别是比商用频率充分高的开关频率的三角波信号。参照信号101的相位及振幅与参照信号102的相位及振幅一致。参照信号101在0V和正侧峰值电压之间变化。参照信号102在负侧峰值电压和0V之间变化。电压指令信号103的振幅比参照信号101、102的振幅之和小。

在电压指令信号103的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2接通，IGBT元件Q3、Q4断开。在电压指令信号103的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3接通，IGBT元件Q1、Q4断开。在电压指令信号103的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4接通，IGBT元件Q1、Q2断开。

电压指令信号104是指在Ep

在电压指令信号104的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2接通，IGBT元件Q3、Q4断开。在电压指令信号104的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3接通，IGBT元件Q1、Q4断开。在电压指令信号104的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4接通，IGBT元件Q1、Q2断开。

根据图9可知，在Ep

电压指令信号105是指在Ep>En的情况下通过平衡控制电路62校正后的电压指令信号(VR*)，是将调整信号Vc2与电压指令信号103相加得到的。对于PWM电路65，通过比较电压指令信号105和参照信号101、102的高低，决定R相(S相、T相也都一样)所包含的四个IGBT元件的通断模式。这种情况下的相臂的IGBT元件Q1～Q4的通断模式成为通断模式131～134，转换器3的输出电压成为相电压108。

在电压指令信号105的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2接通，IGBT元件Q3、Q4断开。在电压指令信号105的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3接通，IGBT元件Q1、Q4断开。在电压指令信号105的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4接通，IGBT元件Q1、Q2断开。

根据图9可知，在Ep>En的情况下(通断模式131～134)，与Ep＝En的情况(通断模式111～114)相比，IGBT元件Q1、Q2的接通时间(电容器C1的充电时间)缩短，并且IGBT元件Q3、Q4的接通时间(电容器C2的充电时间)延长。因此，ΔE＝Ep-En减小。

另外，电压指令信号103与来自电压指令生成电路61(图6)的电压指令值(VR0*、VS0*、VT0*)对应，调整信号Vc1、Vc2各自与来自平衡控制电路62的电压指令值V1*对应。电压指令值V1*在EpEn的情况下为负。

图10是表示图6所示的控制部53的动作的另一时序图。在图10中示出了在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH的情况下的、转换器3(三电平PWM转换器)的一个相(例如R相部分)的PWM控制。

在图10中，电压指令信号103是指尚未通过平衡控制电路62(图6)进行校正的状态的电压指令信号(VR0*)。电压指令信号103通过正弦波产生电路84(图6)成为与商用交流电源41的R相电压VR同相的正弦波信号。对于PWM电路65，通过比较电压指令信号103和参照信号101、102的高低，决定R相(S相、T相也都一样)所包含的四个IGBT元件的通断模式。这种情况下的相臂的IGBT元件Q1～Q4的通断模式成为通断模式111～114，转换器3的输出电压成为相电压106。

电压指令信号104A是指在Ep>En的情况下通过平衡控制电路62校正后的电压指令信号(VR*)，是将电压指令信号103与调整信号Vc1相加得到的。对于PWM电路65，通过比较电压指令信号104A和参照信号101、102的高低，决定R相(S相、T相也都一样)所包含的四个IGBT元件的通断模式。这种情况下的相臂的IGBT元件Q1～Q4的通断模式成为通断模式121A～124A，转换器3的输出电压成为相电压107A。

在电压指令信号104A的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2接通，IGBT元件Q3、Q4断开。在电压指令信号104A的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3接通，IGBT元件Q1、Q4断开。在电压指令信号104A的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4接通，IGBT元件Q1、Q2断开。

根据图10可知，在Ep>En的情况下(通断模式121A～124A)，与Ep＝En的情况(通断模式111～114)相比，IGBT元件Q1、Q2的接通时间(电容器C1的放电时间)延长，并且IGBT元件Q3、Q4的接通时间(电容器C2的放电时间)缩短。因此，ΔE＝Ep-En减小。

电压指令信号105A是指在Ep

在电压指令信号105A的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2接通，IGBT元件Q3、Q4断开。在电压指令信号105A的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3接通，IGBT元件Q1、Q4断开。在电压指令信号105A的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4接通，IGBT元件Q1、Q2断开。

根据图10可知，在Ep

另外，电压指令信号103与来自电压指令生成电路61(图6)的电压指令值(VR0*、VS0*、VT0*)对应，调整信号Vc1、Vc2分别与来自平衡控制电路62的电压指令值V1*对应。电压指令值V1*在Ep>En的情况下为正，在Ep

根据图9及图10可知，相臂的IGBT元件的通断模式由三个模式构成。图11是表示图3所示的转换器3的各相臂所包含的四个IGBT元件的通断模式的图。图12(A)～(C)是表示图11所示的各模式的各相臂的动作的电路图。

图12(A)表示模式1。在模式1中，IGBT元件Q1、Q2导通，正侧的平滑电容器C1充电(或者放电)。图12(B)表示模式2。在模式2中，IGBT元件Q2、Q3导通，正侧的平滑电容器C1及负侧的平滑电容器C2的蓄电状态几乎不变化。图12(C)表示模式3。在模式3中，IGBT元件Q3、Q4导通，负侧的平滑电容器C2充电(或者放电)。另外，在图12(A)、(C)中，箭头表示在充电时流过的电流的方向。在放电时，电流在与箭头相反的方向流过。

下面，对商用交流电源41正常时的转换器3的平衡控制进行说明。在图9中，在Ep

对于PWM电路65，通过比较电压指令信号104和参照信号101、102的高低，能够获得IGBT元件Q1～Q4的通断模式121～124。在电压指令信号104为正的期间，正侧的平滑电容器C1充电。在电压指令信号104为负的期间，负侧的平滑电容器C2充电。

如果比较无校正的通断模式(111～114)和有校正的通断模式(121～124)，则正侧的平滑电容器C1的充电期间比负侧的平滑电容器C2的充电期间长，所以能够使电压Ep相较电压En上升。调整信号Vc1以使Ep＝En的方式输出，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。

另外，在图9中Ep>En的情况下，平衡控制电路62以将调整信号Vc2与电压指令信号103相加、使电压指令信号成为电压指令信号105的方式进行调整，以便获取平滑电容器C1、C2的电压平衡。对于PWM电路65，通过比较电压指令信号105和参照信号101、102的高低，能够获得IGBT元件Q1～Q4的通断模式131～134。

在电压指令信号104为正的期间，正侧的平滑电容器C1充电。在电压指令信号104为负的期间，负侧的平滑电容器C2充电。如果比较无校正的通断模式(111～114)和有校正的通断模式(131～134)，则负侧的平滑电容器C2的充电期间比正侧的平滑电容器C1的充电期间长，所以能够使电压En相较电压Ep上升。调整信号Vc2以使Ep＝En的方式输出，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。

下面，对在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH的情况下的转换器3的平衡控制进行说明。在图10中，在Ep>En的情况下，平衡控制电路62以将调整信号Vc1与电压指令信号103相加、使电压指令信号成为电压指令信号104A的方式进行调整，以便获取平滑电容器C1、C2的电压平衡。

对于PWM电路65，通过比较电压指令信号104A和参照信号101、102的高低，能够获得IGBT元件Q1～Q4的通断模式121A～124A。在电压指令信号104A为正的期间，正侧的平滑电容器C1放电。在电压指令信号104A为负的期间，负侧的平滑电容器C2放电。

如果比较无校正的通断模式(111～114)和有校正的通断模式(121A～124A)，则正侧的平滑电容器C1的放电期间比负侧的平滑电容器C2的放电期间长，所以能够使电压Ep相较电压En下降。调整信号Vc1以使Ep＝En的方式输出，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。

另外，在图10中Ep

在电压指令信号104A为正的期间，正侧的平滑电容器C1放电。在电压指令信号104A为负的期间，负侧的平滑电容器C2充电。如果比较无校正的通断模式(111～114)和有校正的通断模式(131A～134A)，则负侧的平滑电容器C2的放电期间比正侧的平滑电容器C1的放电期间长，所以能够使电压En相较电压Ep下降。调整信号Vc2以使Ep＝En的方式输出，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。

图13～图15是表示在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH的情况下、转换器3的一个相的动作的等价电路图。在图13～图15中，作为一个相的臂示出R相臂3R，R相臂3R作为开关98示出。图13～图15分别表示模式1～模式3(图11、图12)中的转换器3的一个相的动作。

在停电信号PC成为激活电平的“H”电平、而且直流电压ΔE＝Ep-En的绝对值超过阈值电压ETH的情况下，判定器64(图6)的输出信号DT成为激活电平的“H”电平，PWM电路65激活。例如，在Ep>En的情况下，对于激活的PWM电路65，通过比较电压指令信号104A和参照信号101、102的高低，能够获得IGBT元件Q1～Q4的通断模式121A～124A(图10)。

在商用交流电源41停电时，开关1R断开，商用交流电源41和交流输入滤波器2的电容器11R及电抗器12R被电气地切断。在电压指令信号103为正的期间，模式1和模式2交替地执行。

在模式1中，如图13所示，直流线路L1和输入节点3a通过开关98(R相臂3R)连接，电流从电容器C1的正极经由直流线路L1、开关98(R相臂3R)、输入节点3a、电抗器12R、电容器11R及中性点线路L4流过电容器C1的负极。电容器C1的电容值充分大于电容器11R的电容值，所以电容器C1的端子间电压Ep略微下降。

在模式2中，如图14所示，直流线路L2和输入节点3a通过开关98(R相臂3R)连接，电流从电容器11R的一个电极经由电抗器12R、输入节点3a、开关98(R相臂3R)、直流线路L2及中性点线路L4流过电容器11R的另一个电极，电容器11R的端子间电压重置为0V。因此，在电压指令信号104A为正的期间，模式1和模式2交替地执行，电容器C1放电，电容器C1的端子间电压Ep逐渐下降。

另外，在电压指令信号104A为负的期间，模式3和模式2交替地执行。在模式3中，如图15所示，直流线路L3和输入节点3a通过开关98(R相臂3R)连接，电流从电容器C2的正极经由中性点线路L4、电容器11R、电抗器12R、输入节点3a、开关(R相臂3R)及直流线路L3流过电容器C2的负极。电容器C2的电容值充分大于电容器11R的电容值，所以电容器C2的端子间电压En略微下降。

在模式2中，如图14所示，直流线路L2和输入节点3a通过开关98(R相臂3R)连接，电容器11R的端子间电压重置为0V。因此，在电压指令信号104A为负的期间，模式3和模式2交替地执行，电容器C2放电，电容器C2的端子间电压En逐渐下降。

如图10的通断模式121A～124A所示，在Ep>En的情况下，模式1执行的时间(电容器C1的放电时间)比模式3执行的时间(电容器C2的放电时间)长，所以Ep比En下降得快。

另外，如图10的通断模式131A～134A所示，在Ep

其结果是，ΔE＝Ep-En的绝对值减小。在ΔE＝Ep-En的绝对值比阈值电压ETH低的情况下，判定器64(图6)的输出信号DT成为非激活电平的“L”电平，PWM电路65非激活化，转换器3的运转停止。

图16是表示图7所示的控制部54的动作的时序图。在图16中，电压指令信号154是指尚未通过平衡控制电路72(图7)进行校正的状态的电压指令信号(V*)。

在Ep

根据图16可知，半导体开关21(图4)所包含的四个IGBT元件Q1D～Q4D的通断模式由三种模式构成。图17是表示图4所示的IGBT元件Q1D～Q4D的通断模式的图。图18(A)～(C)是表示图17所示的三种模式中的直流电压转换器6的动作的电路图。

图18(A)表示模式1。在模式1中，IGBT元件Q1D、Q3D接通，正侧的平滑电容器C1充电。图18(B)表示模式2。在模式2中，IGBT元件Q1D～Q4D断开，正侧的平滑电容器C1及负侧的平滑电容器C2的蓄电状态不怎么变化。图18(C)表示模式3。在模式3中，IGBT元件Q2D、Q4D接通，负侧的平滑电容器C2充电。

返回到图16，对于PWM电路75(图7)，通过比较电压指令信号154和参照信号151的高低，能够获得IGBT元件Q1、Q3的通断模式161、163。并且，对于PWM电路75，通过比较电压指令信号154和参照信号152的高低，能够获得IGBT元件Q2、Q4的通断模式162、164。

参照信号151、152都是三角波信号。参照信号151的频率及振幅与参照信号152的频率及振幅相同。参照信号151的相位与参照信号152的相位相差180度。

在参照信号151的电平比电压指令信号154的电平低的期间t1，IGBT元件Q1、Q3接通(模式1)。在参照信号151、152的电平比电压指令信号154的电平高的期间，IGBT元件Q1～Q4断开(模式2)。在参照信号152的电平比电压指令信号154的电平低的期间t2，IGBT元件Q2、Q4接通(模式3)。

即，在参照信号151的各周期中的期间t1，IGBT元件Q1D～Q4D以模式1进行运转，正侧的平滑电容器C1充电。并且，在参照信号152的各周期中的期间t2，IGBT元件Q1D～Q4D以模式3进行运转，负侧的平滑电容器C2充电。

在Ep

如果比较无校正的通断模式(161～164)和有校正的通断模式(171～174)，则正侧的平滑电容器C1的充电期间(t11)比负侧的平滑电容器C2的充电期间(t12)长，所以能够使电压Ep相较电压En上升。调整信号Vc1以使Ep＝En的方式输出，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。

图19是表示图7所示的控制部54的动作的另一时序图。在图19中，电压指令信号154是指尚未通过平衡控制电路72(图7)进行校正的状态的电压指令信号(V*)。

在Ep>En的情况下，调整信号Vc1所示的电压指令值(VB1*)为负。在这种情况下，平衡控制电路72通过将调整信号Vc1与电压指令信号154相加，将IGBT元件Q1D、Q3D的电压指令信号(VA*)变更为电压指令信号155。并且，平衡控制电路72通过从电压指令信号154减去调整信号Vc1，将IGBT元件Q2D、Q4D的电压指令信号(VB*)变更为校正后的电压指令信号153。

在这种情况下，对于PWM电路75，通过比较电压指令信号155和参照信号151的高低，能够获得图15所示的通断模式181、183作为IGBT元件Q1D、Q3D的通断模式。并且，对于PWM电路75，通过比较电压指令信号153和参照信号152的高低，能够获得图19所示的通断模式182、184作为IGBT元件Q2D、Q4D的通断模式。

在Ep>En的情况下，如图19所示，在参照信号151的各周期中的期间t11，IGBT元件Q1D～Q4D以模式1进行运转，正侧的平滑电容器C1充电。并且，在参照信号152的各周期中的期间t12，IGBT元件Q1D～Q4D以模式3进行运转，负侧的平滑电容器C2充电。

如果比较无校正的通断模式(161～164)和有校正的通断模式(181～184)，则正侧的平滑电容器C1的充电期间(t11)比负侧的平滑电容器C2的充电期间(t12)短，所以能够使电压En相较电压Ep上升。调整信号Vc1以使Ep＝En的方式输出，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。

下面，对图1～图19所示的不间断电源装置U1的动作进行说明。在商用交流电源41正常时，开关1接通，来自商用交流电源41的三相交流电力经由开关1及交流输入滤波器2供给至转换器3，通过转换器3转换成直流电力。该直流电力通过直流电压转换器6蓄积在电池B1中，并且通过逆变器4转换成三相交流电力。通过逆变器4生成的三相交流电力经由交流输出滤波器5供给至负载42，驱动负载42。

此时，通过控制部53(图6)对转换器3进行如下控制，使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr，而且使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep-En成为0。

另外，在商用交流电源41停电时，基本上开关1断开，转换器3的运转停止，电池B1的直流电力经由直流电压转换器6供给至逆变器4，通过逆变器4转换成商用频率的三相交流电力。通过逆变器4生成的三相交流电力经由交流输出滤波器5供给至负载42，驱动负载42。

此时，通过控制部54(图7)对直流电压转换器6进行如下控制，使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr，而且使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep-En成为0。

然而，如图2所示，在负载42包括三相四线式的变压器43及负载主体部46的情况下，在变压器43流过三相励磁电流，不间断电源装置U1的三相输出电流各自成为正负不对称波形。在交流电源、不间断电源装置、三相变压器及负载主体部都是三相三线式的情况下，在三相变压器流过的三相交流电流之和成为0，所以电容器C1、C2的端子间电压Ep、En不平衡的可能性小。

但是，在本实施方式1中，商用交流电源41、不间断电源装置U1、变压器43及负载主体部46是三相四线式，电流流过中性点线路L4，所以流过变压器43的三相交流电流之和不会成为0，电容器C1、C2的端子间电压Ep、En有可能不平衡。特别是在负载电流小的情况下，在商用交流电源41停电时，直流电压转换器6的输出电流减小，有可能变得不能消除电容器C1、C2的端子间电压Ep、En的不平衡。

因此，在本实施方式1中，在商用交流电源41停电时，在电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep-En超过规定的阈值电压ETH的情况下，使转换器3起动。转换器3使电容器C1、C2的电荷在交流输入滤波器2侧放电，使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep-En降低。在ΔE＝Ep-En比规定的阈值电压ETH低的情况下，使转换器3的运转停止。

如上所述，在本实施方式1中，在商用交流电源41停电时对直流电压转换器6进行控制，使开关1断开，将商用交流电源41和交流输入滤波器2电气地切断，使作为电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的直流电压ΔE＝Ep-En消失，并且在ΔE超过阈值电压ETH的情况下，控制转换器3使ΔE降低。因此，即使是负载42包括三相四线式的变压器43及负载主体部46、负载电流小的情况下，也能够消除停电时的电容器C1、C2的端子间电压Ep、En的不平衡。

[实施方式2]

图20是表示有关本发明的实施方式2的不间断电源装置U2的整体结构的电路框图，是与图1进行对比的图。参照图20，该不间断电源装置U2与不间断电源装置U1的不同之处是，电压检测器31检测在开关1R、1S、1T的一个端子(商用交流电源41侧的端子)出现的交流电压VR、VS、VT的瞬时值，以及将控制装置10替换为控制装置10A。

在商用交流电源41正常时，开关1接通，不间断电源装置U2的动作和不间断电源装置U1的动作相同。并且，对于不间断电源装置U2，电压检测器31检测在开关1R、1S、1T的一个端子(商用交流电源41侧的端子)出现的交流电压VR、VS、VT的瞬时值，所以能够容易且迅速地检测到商用交流电源41从停电状态恢复为正常状态。

另外，对于不间断电源装置U1，电压检测器31检测在开关1R、1S、1T的另一个端子(交流输入滤波器2侧的端子)出现的交流电压VR、VS、VT的瞬时值，所以需要另外设置用于检测商用交流电源41从停电状态恢复为正常状态的单元。

然而，对于不间断电源装置U2，电压检测器31检测在开关1R、1S、1T的一个端子出现的交流电压VR、VS、VT的瞬时值，所以在商用交流电源41停电时电压检测器31的检测值成为不准确且不稳定的值，有可能引起控制部53(图5)错误动作。作为其对策，用控制装置10A替换控制装置10。

图21是表示控制装置10A的主要部分的电路框图，是与图5进行对比的图。参照图21，控制装置10A是对控制装置10追加了切换电路201的装置。切换电路201在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41正常时)，将表示通过电压检测器31检测出的交流电压VR、VS、VT的信号提供给控制部53。

并且，切换电路201在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，替代表示通过电压检测器31检测出的交流电压VR、VS、VT的信号，将表示0V的信号提供给控制部53。因此，即使是商用交流电源41停电时，电压检测器31的检测值也是固定值，所以能够防止控制部53的错误动作。

图22是表示实施方式2的变更例的电路框图，是与图21进行对比的图。参照图22，在该变更例中，替代控制装置10A，设置有控制装置10B。控制装置10B是对控制装置10A追加了电压推测部202的装置。电压推测部202根据表示通过电流检测器32检测出的三相交流电流IR、IS、IT的信号，推测在开关1R、1S、1T的另一个端子(交流输入滤波器2侧的端子)出现的三相交流电压的瞬时值，并输出表示该推测值的信号。例如，电压推测部202对通过电流检测器32检测出的三相交流电流IR、IS、IT进行累积，推测三相交流电压。

切换电路201在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41正常时)，将表示通过电压检测器31检测出的交流电压VR、VS、VT的信号提供给控制部53。并且，切换电路201在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，将表示来自电压推测部202的三相交流电压的信号提供给控制部53。因此，即使是该变更例，也能够在商用交流电源41停电时防止产生控制部53的错误动作。

[实施方式3]

图23是表示有关本发明的实施方式3的不间断电源装置的主要部分的电路图，是与图3进行对比的图。参照图23，实施方式3与实施方式1的不同之处是，臂3R、3S、3T、4U、4V、4W各自由三电平电路205构成。三电平电路205包括IGBT元件Q11～Q14及二极管D11～D14。

IGBT元件Q11的集电极与直流线路L1连接，其发射极与节点N1连接。IGBT元件Q12、Q13的集电极相互连接，它们的发射极分别与节点N1及直流线路L2连接。IGBT元件Q14的集电极与节点N1连接，其发射极与直流线路L3连接。二极管D11～D14分别与IGBT元件Q11～Q14反向并联连接。

在由三电平电路205构成转换器3的R相臂3R的情况下，节点N1与转换器3的输入节点3a对应。在由三电平电路205构成转换器3的S相臂3S的情况下，节点N1与转换器3的输入节点3b对应。在由三电平电路205构成转换器3的T相臂3T的情况下，节点N1与转换器3的输入节点3c对应。

在由三电平电路205构成逆变器4的U相臂3U的情况下，节点N1与逆变器4的输出节点4a对应。在由三电平电路205构成逆变器4的V相臂3V的情况下，节点N1与逆变器4的输出节点4b对应。在由三电平电路205构成逆变器4的W相臂3W的情况下，节点N1与逆变器4的输出节点4c对应。

如图9及图10所示可知，相臂的IGBT元件的通断模式由三种模式构成。图24是表示图23所示的四个IGBT元件Q11～Q14的通断模式的图，是与图11进行对比的图。图25(A)～(C)是表示图24所示的各模式的各相臂的动作的电路图。

图25(A)表示模式1。在模式1中，IGBT元件Q11、Q12接通，正侧的平滑电容器C1充电(或者放电)。图25(B)表示模式2。在模式2中，IGBT元件Q12、Q13接通，正侧的平滑电容器C1及负侧的平滑电容器C2的蓄电状态不怎么变化。图25(C)表示模式3。在模式3中，IGBT元件Q13、Q14接通，负侧的平滑电容器C2充电(或者放电)。另外，在图25(A)、(C)中，箭头表示在充电时流过的电流的方向。在放电时，电流流向与箭头相反的方向。因此，三电平电路205与开关98(图8)等价。

其他的结构及动作与实施方式1相同，所以不重复其说明。在该实施方式3中，也能够获得与实施方式1相同的效果。

应该理解，此次公开的实施方式是在所有方面的示例，不是限定性的方式。应该理解，本发明不是以上述的说明、而是以权力要求书进行公开，包括与权力要求书均等的意义及范围内的所有变更。

标号说明

U1、U2…不间断电源装置；1、98…开关；2…输入滤波器；3…转换器；3R…R相臂；3S…S相臂；3T…T相臂；4…逆变器；4U…U相臂；4V…V相臂；4W…W相臂；5…输出滤波器；6…直流电压转换器；B1…蓄电池；10、10A、10B…控制装置；11、11R、11S、11T、C1、C2、19、19U、19V、19W…电容器；12、12R、12S、12T、18、18U、18V、18W、22、22N、22P…电抗器；L1～L3…直流线路；L4…中性点线路；21…半导体开关；31、34、35、36…电压检测器；32、32R、32S、32T、37…电流检测器；33…停电检测器；41…商用交流电源；42…负载；43…变压器；44U、44V、44W…一次绕组；45U、45V、45W…二次绕组；46…负载主体部；Q1R～Q4R、Q1S～Q4S、Q1T～Q4T、Q1U～Q4U、Q1V～Q4V、Q1W～Q4W、Q1D～Q4D、Q11～Q14…IGBT元件；D1R～D6R、D1S～D6S、D1T～D6T、D1U～D6U、D1V～D6V、D1W～D6W、D1D～D4D、D11～D14…二极管；51、63A～63C、73A、88A～88C…加法器；52、82、86A～86C、73B、92、94…减法器；53～55控制部；61、71…电压指令生成电路；62、72…平衡控制电路；64…判定器；65、75…PWM电路；81、91…参照电压生成电路；83…直流电压控制电路；84…正弦波产生电路；85A～85C…乘法器；87、95…电流控制电路；93…电压控制电路；201…切换电路；202…电压推测部。