基于时延校准算法的通信系统中无源互调干扰消除方法

技术领域

本发明实施例涉及通信领域，并且更具体的，涉及于时延校准算法的自适应无源互调（PIM）干扰抑制及专用设备实现。

背景技术

本文将提到的一些专用英文解释：

BBU：基带单元；

RRU：射频拉远单元；

CPRI：通用无线接口；

EPIMC：无源互调消除设备；

PIM：无源互调；

FFT：傅里叶变换；

IFFT：傅里叶反变换。

一般无线通信系统中由无线通讯基带单元BBU负责基带信号的相关运算和信道资源分配。信道资源可统分为下行和上行：在下行信道中，BBU通过通用无线接口CPRI向射频拉远单元RRU发送下行承载，并经由RRU调制成射频信号，在天线处发射；在上行信道中，RRU负责解调天线上接收到的上行射频信号，转化为基带信道并通过CPRI传送给BBU处理。

在通信系统中，由于通信系统本身模拟器件的非理想因素，下行多路发射信号会生成额外的互调信号。在某些特殊频点配置下，下行多路发射信号的互调信号会落入上行信道的接收频带内。其中三阶互调信号能量相对于其他高阶互调更大，对接收信号的干扰也最为显著。在传统无线通信网络部署中，通过巧妙的发射频率选择以及加大发射机天线距离，可以有效避免发射机的PIM干扰。

但随着通信业务的爆发式增长以及优质频段资源的日益紧缺，在同一基站覆盖范围同时搭建多个频段的传输信道正在变成运营商的主流选择。因此如何有效的消除多频段网络部署时可能存在的PIM干扰，对于进一步突破通信容量瓶颈迫在眉睫。

FDD通信系统采用的是上下行占用不同频带资源的全双工工作模式，同时也是PIM干扰的主要受害者。PIM干扰会影响接收机的主要性能指标接收灵敏度。通常，PIM干扰信号相对于上行信号的能量越大，与上行信号频谱交叠程度越高，接收机灵敏度遭受的损失也越大。

现有关于PIM干扰抑制的解决方案通常是将算法集成在现有基站设备单元BBU或/和RRU中，都不可避免的需要对现有设备进行线上升级甚至设备更换。同时，PIM干扰的非线性和时变性在提高算法复杂度的同时也极大考验着现存设备的可扩展性。

发明内容

现存PIM干扰消除解决方案中，均需要将通信网络中原有的BBU或/和RRU设备，更换为支持PIM干扰消除功能的全新设备，带来极高的成本开销；或者在设备原有的能力资源限制下，增加PIM干扰消除功能的实现，极大的考验着现存设备的软硬件能力，同时也无法保证满足不同区域部署网络实际对PIM干扰抑制服务体量的需求。本发明的目的是：利用在区域集中部署的BBU和多台RRU之间增加一台EPIMC（增强的PIM干扰信号消除）设备，在保证干扰抑制效果的同时，不改动和增加原有网络通信设备负担。同时可根据不同区域实际需要提供PIM干扰抑制服务的体量，配备不同能力的EPIMC单元，提供充分的网络配置灵活性。

为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案为：一种基于时延校准算法的通信系统中无源互调干扰消除方法，所述通信系统包括基带单元BBU，射频拉远单元RRU及连接所述基带单元BBU和射频拉远单元RRU的通用无线接口CPRI，还包括无源互调消除设备EPIMC，所述方法包括：

步骤1：所述基带单元BBU下发上下行窄带信号配置信息到所述无源互调消除设备EPIMC；

步骤2：所述无源互调消除设备EPIMC根据所述上下行窄带信号配置信息整理出每路上行信号可能会受到的PIM干扰分量列表；

步骤3：所述无源互调消除设备EPIMC根据所述上下行窄带信号配置信息，分别计算M路下行信号对N路上行信号的相对频偏并配置到对应的PIM干扰信号仿真单元的数字振荡器NCO中去；

步骤4：所述无源互调消除设备EPIMC根据每路上行信号PIM干扰分量列表分别进行时延测算，并根据测算结果分别配置N路上行信号各自对应的PIM干扰信号仿真单元中的上下行各路延时器；

步骤5：所述无源互调消除设备EPIMC根据更新后的每路上行信号PIM干扰分量列表进行非线性块NLB测算，并根据测算结果分别配置N路上行信号对应的PIM干扰信号仿真单元中的非线性块NLB矩阵滤波器系数；

步骤6：所述基带单元BBU发送下行基带信号到达所述无源互调消除设备EPIMC，一路向下透传到射频拉远单元RRU，一路经过PIM干扰信号仿真单元生成PIM干扰仿真信号并到达PIM干扰信号消除器；

步骤7：所述射频拉远单元RRU通过所述通用无线接口CPRI向所述无源互调消除设备EPIMC发送上行信号，所述上行信号经过PIM干扰信号消除器消除了所述PIM干扰仿真信号，得到上行余量信号；

步骤8：所述上行余量信号通过通用无线接口CPRI到达所述基带单元BBU。

进一步的，所述基带单元BBU下发的上下行窄带信号配置信息包括：

多个射频拉远单元RRU的上下行窄带信号频点和带宽信息；

所述多个射频拉远单元RRU共包含M个下行发送端口m，端口序号分别定义成1到M；和N个上行接收端口n，端口序号分别定义成1到N；

所述下行发送端口m上发射的所述下行窄带信号频点定义为

进一步的，所述M路下行信号对N路上行信号的相对频偏

进一步的，所述无源互调消除设备EPIMC的时延校准运算包括：

所述无源互调消除设备EPIMC根据所述上下行窄带信号配置信息计算出所述任一射频拉远单元RRU每个上行接收端口n对应的初始IMD3_n列表；

所述无源互调消除设备EPIMC根据所述每个上行端口n对应的所述初始IMD3_n列表分别测算上下行信号间的时延参量和上行PIM，并根据结果替换IMD3_n列表中的部分PIM干扰分量，得到更新后的IMD3_new_n列表；

所述无源互调消除设备EPIMC根据所述每个上行端口n对应的所述IMD3_new_n列表所包含的PIM干扰分量对应的时延参量计算出上行PIM相对时延，接着利用参数估计算法计算出对应的延迟器系数矩阵并配置到PIM干扰信号仿真单元中；

所述n代表所述上行接收端口序号，取值范围1~N；

所述无源互调设备EPIMC共包含N个逻辑独立的所述PIM干扰仿真单元，与N路上行接收端口是一一对应关系；所述时延校准运算和最终的延时器矩阵系数配置，应针对每个PIM干扰信号仿真单元单独进行。

进一步的，所述无源互调消除设备EPIMC计算单个上行接收端口对应的所述初始IMD3_n列表包括：

所述无源互调消除设备EPIMC计算出所述多个射频拉远单元RRU的下行发送端口信号在所述单个上行接收端口处产生的PIM干扰信号所包含的PIM干扰分量列表IP(n, x)；所述x代表所述PIM干扰分量序号，取值范围1~X；

所述无源互调消除设备EPIMC根据每个所述PIM干扰分量所对应的权重系数r

进一步的，所述任一上行端口n对应的初始IMD3_n列表的上下行时延测算的方法包括：

所述无源互调消除设备EPIMC根据所述初始IMD3_n列表中每组待测PIM干扰分量对应的生产因子注射下行参考信号；

所述无源互调消除设备EPIMC根据下行捕获信号和上行捕获信号计算得到该组待测PIM干扰分量的上下行时延IP

所述无源互调消除设备EPIMC根据时延阈值，将落入时延阈值规定范围的PIM干扰分量标记为已测PIM干扰分量，将超出所述时延阈值规定范围的PIM干扰分量从所述初始IMD3_n列表中删除，同时选取IMD3_candidate_n中权重系数r

进一步的，所述得到更新后的IMD3_new_n列表的方法包括：

所述无源互调消除设备EPIMC判断所述初始IMD3_n列表中是否还有待测PIM干扰分量；

所述无源互调消除设备EPIMC针对存在所述待测PIM干扰分量的所述初始IMD3_n列表再次进行权利要求5所述任一上行端口n对应的初始IMD3_n列表的上下行时延测算；

所述无源互调消除设备EPIMC将全部是已测PIM干扰分量的所述初始IMD3_n列表更名为所述IMD3_new_n列表。

进一步的，所述PIM干扰分量为对应三阶PIM干扰信号的结构性表达，包括生成因子，权重系数r

进一步的，所述生成因子为能够产生所述对应三阶PIM干扰信号分量的下行窄带信号所在发送端口序号组合；根据所述PIM干扰信号分量所在的FDD通信系统的频段划分特性，所述PIM干扰分量的生成因子可表示为集合：

其对应的三阶PIM干扰信号分量所在频点计算公式为：

其中

进一步的，所述权重系数由所述三阶PIM干扰信号分量和对应接收端口所述上行窄带信号的频带交叠程度计算得出；其表达式为：

式2-4的计算结果r

进一步的，所述PIM干扰分量的上下行时延参量IP

无源互调消除设备EPIMC根据所述PIM干扰分量对应的所述生成因子

针对每路下行捕获信号和上行捕获信号的采样数据，进行上下行信号的时域互相关性计算，得到所述上下行捕获信号的绝对互相关系数，并计算出所述PIM干扰分量的上下行时延参量IP

所述时延参量由三个时延分量

进一步的，所述上下行时延参量时延分量

其中，

3-1和3-2式首先将所述下行捕获信号的IQ采样数据tx和上行捕获信号的IQ采样数据rx分别进行快速傅里叶变换FFT得到频域采样点；3-3式将下行和上行的频域采样点相乘得到时域互相关函数的频域表达；3-4式通过在频域数据中间插0的方式，实现了对应时域信号的上采样；3-5式对插0后的频域数据求傅里叶反变换IFFT得到上下行采样信号的时域互相关系数。

进一步的，所述频域数据插0实现对应时域信号的上采样的方法包括：综合考虑通用无线接口CPRI传输速率和无源互调消除设备EPIMC上固化存储的10ms参考信号的传输速率，通过固定长度的频域数据插0实现时域参考信号传输速率与通用无线接口CPRI信号传输速率的匹配；

具体插0方式如所述3-4式，在频域

进一步的，所述上下行时延参量的时延分量

式5-1对所述时域互相关系数矩阵

进一步的，所述时延阈值用于判断所述时延分量

式6-1和式6-2首先取得绝对互相系数矩阵MN中的最大值和最小值；式6-3至6-6的目的是将所述MN最大值所在包络的样点剔除，剩下的样点按相对于峰值包络的位置组成

进一步的，所述下行PIM时延IP

无源互调消除设备EPIMC根据所述PIM干扰分量对应的所述生成因子

针对每路下行捕获信号和对应的PIM仿真器输出捕获信号的采样数据，进行时域互相关运算，得到所述下行捕获信号和仿真器输出捕获信号的绝对互相关系数，并计算出所述PIM干扰分量的上下行时延参量IP

进一步的，所述延迟器系数矩阵的计算方法包括：

无源互调消除设备EPIMC遍历上行端口n的IMD3_new_n列表，将列表中的每个所述干扰分量包含的所述下行PIM时延分量

无源互调消除设备EPIMC根据相对时延分量

式7-1中X

对于所述上行PIM平均相对时延向量

式8-1中

矩阵A由一个秩为M的单元矩阵外加一列全1向量组成，A和X做内积的结果刚好符合式8-1的方程表达；根据最小二乘法计算公式，X向量的近似最优解可以通过

进一步的，所述PIM干扰分量的滤波器系数W

进一步的，所述无源互调消除设备EPIMC根据所述更新后的每路上行信号PIM干扰分量列表进行非线性块NLB矩阵滤波器系数的测算方法包括：

无源互调消除设备EPIMC在配置好N路上行信号对应的所有PIM干扰信号仿真单元的上下行各路延迟器的基础上，根据每路上行IMD3_new_n列表所包含的PIM干扰分量，有序的按照每个PIM干扰分量的所述生成因子

无源互调消除设备EPIMC将IMD3_new_n中的PIM干扰分量对应的滤波器的输入信号采样数据和进入PIM干扰消除器前的第n路上行输入信号采样数据组成算法矩阵；

无源互调消除设备EPIMC根据复数矩阵方程求解矩阵滤波器系数，并配置到对应的所述NLB矩阵滤波器中。

进一步的，所述无源互调消除设备EPIMC组成算法矩阵的方法包括：

无源互调消除设备EPIMC根据NLB矩阵滤波器的设计结构，构造系统方程；所述IMD3_new_n列表中的每个干扰分量分别具有一个3阶FIR滤波器，他们的抽头系数共同组成了系数向量，记做

其中X为IMD3_new_n中所包含的PIM干扰分量的个数，每三个相邻元素对应一个所述3阶FIR滤波器的抽头系数；

无源互调消除设备EPIMC将总共X个PIM干扰分量对应的所述3阶FIR滤波器的输入信号序列组成行数为3X的矩阵Y，其中第x个PIM干扰分量上捕获的3阶FIR滤波器输入信号序列

其中K为信号采样点个数。

进一步的，所述矩阵滤波器系数的求解方法包括：

根据FIR滤波器特性可知，第x个PIM干扰分量对应的3阶FIR滤波器的系统差分方程可表示为：

其中

同样利用最小二乘法运算可得

与现有技术相比，本发明的有益效果是：利用在区域集中部署的BBU和多台RRU之间增加一台EPIMC（增强的PIM干扰信号消除）设备，在保证干扰抑制效果的同时，不改动和增加原有网络通信设备负担。同时可根据不同区域实际需要提供PIM干扰抑制服务的体量，配备不同能力的EPIMC单元，提供充分的网络配置灵活性。

附图说明

图1是本发明实施例的应用场景网络结构示意图。

图2是本发明实施例中所述无源互调干扰信号消除设备EPIMC在网络结构中所处位置及内部结构示意图。

图3是本发明实施例中所述基于时延校准算法的通信系统中无源互调干扰消除方法的示意性流程图。

图4是本发明实施例中所述时延测算和时延器配置方法的示意性流程图。

图5本发明本发明实施例中所述基于时延校准算法的通信系统中无源互调干扰消除方法的又一示意性流程图。

具体实施方式

下面将结合说明书附图对本发明实施例中的技术方案进行进一步的清楚、完整的描述。

如图1所示为一个通信系统基站单元的基本网络架构，其通常包含一台BBU设备和多台RRU设备(图中为3台RRU)。为了更清楚的表示出PIM干扰信号的形成和影响，图1展示的是同一个基站单元的左右镜像，虚线左侧刻画了下行信号发送过程，虚线右侧刻画了上行信号的接收过程。BBU下发的下行基带信号经过RRU的处理调制成多路窄带信号后由天线发射出去，并同时携带因为模拟器件非线性而产生的PIM干扰信号源；接着PIM干扰信号源的一部分信号分量协同上行方向的用户设备（UE）信号一起被RRU的上行接收天线捕捉，从而导致了接收机灵敏度的下降，影响通信传输质量。

为了抑制和消除图1中所示的PIM干扰信号对RRU接收机的降敏影响，本实施例增加了PIM干扰消除专用装置EPIMC设备单元，并如图2所示放置在BBU和其通过CPRI直连的所有RRU之间。EPIMC与BBU和RRU物理上均通过CPRI相连，设备在实现对上行接收信号中PIM干扰信号消除功能的同时也要提供下行基带数据的透传功能。为了便于理解，图2中省略了物理上的CPRI连线，直接示意了下行M路基带信号经过EPIMC透传到RRU，并在RRU射频信号发射端口形成PIM干扰源信号，最终混入RRU上行第n路的接收信号中。

参考图2，EPIMC内部主要信号处理单元包括各路延迟器，数字振荡器（NCO），交叉开关阵列（Crossbar）和非线性块（NLB）矩阵滤波器，他们共同组成了一个独立的PIM干扰仿真单元。下行信号(Tx

继续参考图2中的EPIMC RX

参考图3，展示了BBU对EPIMC设备的配置流程和后者的主要算法过程，其方法100主要包括：

S110，该BBU下发完整的上下行窄带配置信息到EPIMC，触发EPIMC开始初始校准；

S120，该EPIMC进入校准阶段，通过完整的校准算法配置好N路干扰仿真单元的内部信号处理单元，随后进入运行阶段，并通知BBU校准完成；

S130，该BBU发送下行基带信号到EPIMC，一路透传到RRU，一路进入无源互调消除设备EPIMC。

应理解BBU下发给EPIMC的配置信息主要包括：对应每一台RRU的每一个发射端口

图3中的方法步骤S120所描述的EPIMC设备校准阶段的主要算法流程参考图4，其方法主要包括：

S121，该EPIMC根据完整的上下行窄带配置信息计算归纳出上行N路的初始待测干扰分量列表IMD3_n；

S122，该EPIMC基于IMD3_n列表，通过相应的RXn PIM 干扰信号仿真单元按顺序注入参考信号，同时捕获上下行采样信号并测算时延；

S123，该EPIMC根据时延测算结果替换IMD3_n列表中的部分无效干扰分量，并重测时延，直到得出最终的已测干扰分量列表IMD3_new_n；

S124，该EPIMC根据IMD3_new_n记录的时延测算结果，计算并配置RX

S125，该EPIMC基于IMD3_new_n列表，再次按顺序注入相应的参考信号，同时捕获空闲NLB输出PIM信号和RXn接收信号；

S126，该EPIMC将捕获信号和NLB滤波系数一起组成矩阵方程，根据矩阵方程求的最优解并配置NLB矩阵滤波器的系数，之后通知BBU校准已完成并进入运行阶段。

应理解，考虑到EPIMC设备的软硬件实现复杂度，S121得到的初始PIM干扰信号分量列表IMD3_n可以是其对应的上行端口n处的PIM干扰信号的子集。在本实施例中，可选的，每个PIM干扰信号分量代表了一个由2个或3个不同下行端口信号互调产生的3阶PIM干扰信号。PIM干扰信号包含的所有干扰分量的中心频率集合如表达式（1）。不同下行端口所发送的信号频率中心点可以相等，也可以不相等，本发明不对此不做限定。优选的，考虑到发射天线之间的距离和方位角的差异，发送相同频率窄带信号的下行端口应当作不同的3阶PIM产生源带入到整个EPIMC校准运算。

在本发明实施例中，可选地，在S121中，，EPIMC可以根据PIM干扰信号分量与上行信号所占频带的交叠程度得到按权重值从高到低排序的PIM干扰信号分量列表，然后列表中顺序靠前的部分PIM干扰分量组成IMD3_n列表并投入后续时延测算中，以保证有限的运算资源下，EPIMC设备达到最佳的PIM干扰消除性能。靠后的PIM干扰分量则组成候选列表IMD3_candidate_n。EPIMC还可依据PIM干扰分量中心频点与对应的上行信号中心频点的距离设置权重（相距越近，该PIM干扰分量权重值越大），本发明对此不做限定。本发明实施例中用来判断权重的PIM干扰分量与上行信号的频带交叠程度计算过程如下式：

应理解，步骤S122中，该EPIMC会根据IMD3_n列表，按顺序分别为每个PIM干扰分量包含的信号产生源（

在本发明实施例中，可选地，在步骤S123中，EPIMC可以根据步骤S122中得到的绝对互相关系数峰值和次峰值比值对每路上下行时延

应理解，步骤S124中，EPIMC会根据S123最终测得的列表IMD3_new_n中的所有上下行时延数据计算并配置RX

在本发明实施例中，可选地，在步骤S124中，EPIMC可以利用仿真单元中的延迟器系数和测算出的上下行时延数据构建矩阵方程

应理解，步骤S125中，该EPIMC在配置好延时器的基础上，再次按顺序为每个PIM干扰信号分量注射参考信号，同时捕获下行空闲NLB 240输出信号和上行接收信号211。其中，空闲NLB不对通过的信号做任何处理，其输出信号即为经过交叉阵列开关后的合路参考信号。由于校准阶段没有实际的UE上行信号，所以上行接收信号211为参考信号形成的实际PIM干扰信号。

应理解，步骤S126中，EPIMC将步骤S125捕获的所有PIM干扰分量对应的空闲NLB输出信号采样数据和进入PIM干扰消除器280前的第n路上行接收信号采样数据组成算法矩阵，并根据该复数矩阵方程求解矩阵滤波器系数。EPIMC根据计算结果配置好n个EPIMC干扰信号仿真单元的NLB滤波矩阵250系数，即结束校准阶段流程并进入运行阶段，同时利用管理面消息通知BBU开始业务信号发送。

在本发明实施例中，可选地，在步骤S126中，该EPIMC的每个干扰信号仿真单元所包含的NLB块滤波器250可以由X个3阶FIR滤波器组成，分别用来仿真IMD3_new_n列表中每个PIM干扰分量信号在实际的RRU下行信道中经历的非线性互调过程。根据EPIMC设备的运算能力和对PIM干扰信号的消除能力的不同，实际应用中，可采用适合系统性能要求的其他滤波器类型和滤波器阶数，本发明对此不作限定。

在本发明实施例中，可选地，仍然在步骤S126中，EPIMC可以用如下方法求得NLB块滤波器系数矩阵。根据FIR滤波器特性可知，第x个PIM干扰分量对应的3阶FIR滤波器的系统差分方程可表示为：

其中

参考图5，展示了BBU收到EPIMC的校准完成通知后，EPIMC运行阶段，RRU发送的上行信号实际经过EPIMC消除PIM干扰信号的过程500，主要包括：

S500，该RRU接收端口n接收到上行信号，该上行信号包括UE信号和PIM干扰源信号；

S510，该RRU的端口n接收信号经过该EPIMC，减去对应的RXn PIM干扰信号仿真单元内部的仿真器输出信号，得到RXn余量信号；

S520，该BBU接收到EPIMC传来的上行剩余信号，包括UE信号和余量PIM干扰信号；

应理解，过程500中仅展示了单个RRU上但路上行信号的PIM干扰信号消除过程，只有被上行端口n接收器捕捉到的PIM干扰源信号，才能称之为端口n的PIM干扰信号。所以上行N个端口的PIM干扰信号仿真过程和PIM干扰信号的消除过程均彼此独立实现和完成。

应理解，步骤S510和S520中，端口n的接收信号在经过RXn PIM干扰信号仿真单元的消除器280后，只能除去了PIM干扰信号的主要分量，还有部分余量PIM干扰信号到达BBU。由于EPIMC的硬件能力限制，仿真模型存在的固有缺陷，以及在过程S120中测算延迟器和NLB滤波器系数时产生的不可避免的误差，会有少量PIM余量信号和上行信号一起组成RXn余量信号213并最终到达BBU。

可选的，在步骤S520中，EPIMC可以通过计算RXn余量信号213和上行接收信号212功率的比值或两个信号间的互相关性等方法衡量EPIMC设备的PIM消除性能，并对EPIMC中的延迟器和/或NLB滤波器系数做一定的反馈调整，本发明对此不作限制和具体建议。

参考图3-5，本发明公开的一种基于时延校准算法的通信系统中无源互调干扰消除方法，包括以下步骤：

步骤1：所述基带单元BBU下发上下行窄带信号配置信息到所述无源互调消除设备EPIMC；

步骤2：所述无源互调消除设备EPIMC根据所述上下行窄带信号配置信息整理出每路上行信号可能会受到的PIM干扰分量列表；

步骤3：所述无源互调消除设备EPIMC根据所述上下行窄带信号配置信息，分别计算M路下行信号对N路上行信号的相对频偏并配置到对应的PIM干扰信号仿真单元的数字振荡器NCO中去；

步骤4：所述无源互调消除设备EPIMC根据每路上行信号PIM干扰分量列表分别进行时延测算，并根据测算结果分别配置N路上行信号各自对应的PIM干扰信号仿真单元中的上下行各路延时器；

步骤5：所述无源互调消除设备EPIMC根据更新后的每路上行信号PIM干扰分量列表进行非线性块NLB测算，并根据测算结果分别配置N路上行信号对应的PIM干扰信号仿真单元中的非线性块NLB矩阵滤波器系数；

步骤6：所述基带单元BBU发送下行基带信号到达所述无源互调消除设备EPIMC，一路向下透传到射频拉远单元RRU，一路经过PIM干扰信号仿真单元生成PIM干扰仿真信号并到达PIM干扰信号消除器；

步骤7：所述射频拉远单元RRU通过所述通用无线接口CPRI向所述无源互调消除设备EPIMC发送上行信号，所述上行信号经过PIM干扰信号消除器消除了所述PIM干扰仿真信号，得到上行余量信号；

步骤8：所述上行余量信号通过通用无线接口CPRI到达所述基带单元BBU。

在该方法的第一种可能实现方式中，该BBU首先通过管理面信息交互将上下行窄带信号的完整配置信息发送到该EPIMC。该配置信息包括：对应每一台RRU的每一个发射端口

在该方法的第二种可能实现方式中，该EPIMC收到BBU发来的上下行窄带信号配置信息后，开始时延校准运算：该EPIMC根据上下行窄带信号配置信息计算出每台RRU每个上行接收端口对应的初始IMD3_n；该EPIMC根据每个上行接收端口对应的初始IMD3_n列表分别测算上下行时延，并根据结果替换初始IMD3_n列表中的部分PIM干扰分量，得到更新后的IMD3_new_n列表(n代表所述上行接收端口序号， 取值范围1~N)；该EPIMC根据每个上行端口n对应的所述IMD3_new_n列表所包含的时延参量计算出上行PIM相对时延，接着利用最小二乘估计算法得到延迟器系数矩阵并配置到PIM干扰仿真单元的各路时延单元中。

结合该方法的第二种可能实现方式，在该方法的第三种可能实现方式中，该EPIMC计算单个上行接收端口对应的初始IMD3_n列表包括：该EPIMC计算出所述多个RRU的下行发送端口信号在所述单个上行接收端口处产生的PIM干扰信号所包含的待测PIM干扰分量列表IP(n, k)(n代表所述上行接收端口序号，取值范围1~N；k代表所述待测干扰分量序号，取值范围1~K)；该EPIMC根据每个所述PIM干扰分量所对应的权重系数r

结合该方法的第三种可能实现方式，在该方法的第四种可能实现方式中，该RRU任一上行端口n对应的初始IMD3_n列表的上下行时延测算的方法包括：该EPIMC根据所述初始IMD3_n列表中每组待测PIM干扰分量对应的生产因子注射下行参考信号；该EPIMC根据下行捕获信号和上行捕获信号计算得到该组待测PIM干扰分量的上下行时延IP

结合该方法的四种可能实现方式，在该方法的第五种可能实现方式中，该EPIMC得到更新后的IMD3_new_n列表的方法包括：该EPIMC判断初始IMD3_n列表中是否还有待测PIM干扰分量，并针对其再次测算上下行时延，方法同第一方面的第四种可能实现方式；多次迭代后，最终该EPIMC将不存在待测PIM干扰分量的初始IMD3_n列表更名为IMD3_new_n列表。

结合该方法的第一种至第五种可能实现方式中的任一可能实现方式，在该方法的第六种可能实现方式中，该PIM干扰分量为对应三阶PIM干扰信号的结构性表达，主要内容包主要内容包括生成因子，权重系数，测算标识（待测或已测），上下行时延IP

结合该方法的第六种可能实现方式，在该方法的第七种可能实现方式中，该PIM干扰分量所包含的生成因子为能够产生所述对应三阶PIM干扰信号分量的下行窄带信号所在发送端口序号组合。根据该PIM干扰信号分量所在的FDD通信系统的频段划分特性，该PIM干扰分量的生成因子可表示为集合：

其对应的三阶PIM干扰信号分量所在频点计算公式为：

其中

结合该方法的第六种可能实现方式，在该方法的第八种可能实现方式中，所述权重系数由所述三阶PIM干扰信号分量和对应接收端口所述上行窄带信号的频带交叠程度计算得出。其表达式为：

式2-4的计算结果r

结合第一方面的第六种可能实现方式，在第一方面的第九种可能实现方式中，该干扰分量的时延IP

EPIMC根据该PIM干扰分量对应的生成因子

针对每路下行捕获信号和上行捕获信号的采样数据，进行上下行信号的时域时域互相关性计算，得到该上下行捕获信号的绝对互相关系数；

根据每组互相关系数最大值所在时域采样点计算出该干扰分量的上下行时延参量IP

结合该方法的第九种可能实现方式，在该方法的第十种可能实现方式中，该干扰分量的上下行时延分量

其中，

3-1和3-2式首先将该下行捕获信号的IQ采样数据和上行捕获信号的IQ采样数据分别进行FFT（快速傅里叶变换）得到频域采样数据；3-3式将下行和上行的频域采样点相乘得到时域互相关函数的频域表达；3-4式通过在频域数据中间插0的方式，实现了对应时域信号的上采样；3-5式对插0后的频域数据求IFFT（傅里叶反变换）得到上下行采样信号的时域互相关系数。式3-6对所述时域互相关系数矩阵

结合该方法的第十种可能实现方式，在该方法的第十一种可能实现方式中，该频域数据插0实现对应时域信号的上采样的方法包括：综合考虑CPRI传输速率（典型速率为122.88Mbps）和EPIMC上固化存储的10ms参考信号的传输速率（示例速率为15.36Mbps），通过固定长度的频域数据插0实现时域参考信号传输速率与CPRI信号传输速率的匹配。

具体插0方式如所述3-4式，在频域

结合该方法的第四种至第六种可能实现方式，在该方法的第十二种可能实现方式中，该PIM干扰分量的待测标识（待测或已测）通过时延分量

判断互相关系数的峰均比，当峰均比值大于某个阈值时，对应的

判断互相关系数峰值，当峰值小于某个阈值时，对应的

本发明实施例中利用归一化的时延峰值和峰值包络除外的归一化第二峰值的比值作为参考，当比值大于1.5时，将该PIM干扰分量标记已测，否则被IMD3_candidate_n中的候选PIM干扰分量替换。其中峰值和第二峰值的比值的计算方法包括：

式6-1和式6-2首先取得绝对互相系数矩阵MN中的最大值（峰值）和最小值（谷值）；式6-3至6-5的目的是将所述MN峰值所在包络的样点剔除，剩下的样点按相对于峰值包络的位置组成

结合该方法的第六种实现方式，在该方法的第十三种可能实现方式中，该PIM干扰分量的下行PIM时延IP

EPIMC根据该PIM干扰分量对应的生成因子

针对每路下行捕获信号和对应的PIM仿真器输出捕获信号的采样数据，根据权利要求10-13所述方法进行时域互相关性计算，得到所述下行捕获信号和仿真器输出捕获信号的绝对互相关系数，并计算出所述PIM干扰分量的上下行时延参量IP

根据PIM干扰信号产生的原理易知，PIM干扰分量IP(n, x)对应的实际PIM干扰信号分量既要经过所述生成因子

EPIMC遍历上行端口n的IMD3_new_n列表，将列表中的每个所述干扰分量包含的所述下行PIM时延分量

EPIMC根据相对时延分量

式7-1中X

对于所述上行PIM平均相对时延向量

式8-1中

矩阵A由一个秩为M的单元矩阵外加一列全1向量组成，A和X做内积的结果刚好等效于式8-1表达式的左侧。根据最小二乘法计算公式，X向量的近似最优解可以通过

结合该方法的第六种实现方式，在该方法的第十五种可能实现方式中非线性块（NLB）矩阵滤波器系数的测算方法包括：

EPIMC在配置好N路上行信号对应的所有PIM干扰信号仿真单元的上下行各路延时器的基础上，根据每路上行IMD3_new_n列表所包含的干PIM扰分量，有序的按照每个PIM干扰分量的生成因子

EPIMC将IMD3_new_n中的PIM干扰分量对应的滤波器的输入信号采样数据和进入PIM干扰消除器前的第n路上行输入信号采样数据组成算法矩阵；

EPIMC根据复数矩阵方程求解矩阵滤波器系数，并配置到对应的所述NLB矩阵滤波器中。

结合该方法的第十五种可能实现方式，在该方法的第十六种可能实现方式中，该EPIMC根据NLB矩阵滤波器的设计结构，构造系统方程。考虑到系统复杂度和实际PIM消除效果，本发明中为IMD3_new_n列表中的每个干扰分量分别设计了一个3阶FIR滤波器，他们的抽头系数共同组成了系数向量，记做

其中X为IMD3_new_n中所包含的PIM干扰分量的个数，每三个相邻元素对应一个所述3阶FIR滤波器的抽头系数。

EPIMC将总共X个PIM干扰分量对应的所述3阶FIR滤波器的输入信号序列组成行数为3X的矩阵Y，其中第x个PIM干扰分量上捕获的3阶FIR滤波器输入信号序列

其中K为信号采样点个数。

根据FIR滤波器特性可知，第x个PIM干扰分量对应的3阶FIR滤波器的系统差分方程可表示为：

其中

同样利用最小二乘法运算可得

显然，以上述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护范围。