一种无刷直流电机的控制装置及方法

技术领域

本申请属于无刷直流电机技术领域，具体涉及一种采用150度驱动方式的高速无刷直流电机无位置传感器控制装置及方法。

背景技术

无刷直流电机(BLDC)由于结构简单，效率高，去掉了电刷等优势在小型电动工具、手持式的真空吸尘器和医疗设备等领域应用越来越广泛。传统的BLDC 采用120度方波方式进行驱动控制，这个工作方式俗称6拍控制。6拍控制的导通方式简单，驱动电路成熟是BLDC应用中最为成熟可靠的技术方案。但是每60度换相的方波控制在绕组端形成了很大的谐波电流，导致电机的谐波损耗增加、铁耗增加，使得电机效率降低。同时由于每60度导通和换相导致电机的电磁转矩脉动较大，电机运行中由于转矩脉动的原因产生振动和噪声影响设备整体的平稳性，使用体验感受变差。

通过增加360度电周期内的换相次数，可以有效改善电机的电流波形，降低电流谐波同时减轻转矩脉动的影响。例如，如果将一个电周期内的换相次数增加到12次，削减在原来两相导通的角度至30°，在每个两相导通中间插入 30°的三相导通过程，这样120°方波控制就变成了150°控制俗称12拍方波控制。使用霍尔位置传感器的方式可以简便的获取转子的位置来进行换相操作，但是霍尔传感器的使用不仅仅增加了系统体积和复杂性也增加了系统成本，同时降低了系统的可靠性。与120°方波控制相同，在每一个两相导通的过程中，没有通电的悬空相可以通过读取端电压的方式进行位置判断，通过这种方式仍然可以实现无传感器的转子位置识别。与120°控制稍微有所区别的是，150°有效的判断区间从60°下降到30°，特别是对于高速旋转的应用场合，简单的利用30°来判断位置可能造成很多问题，导致换相失败。

发明内容

本申请的目的是通过以下技术方案实现的。

根据本申请的第一个方面，提出一种无刷直流电机的控制装置，包括：输出三相桥，连接外部无刷直流电机的三相输入端；输入电压检测电路，与所述输出三相桥并联在输入电源两极之间；微控制器，所述微控制器的输入端连接所述输入电压检测电路、所述无刷直流电机的三相输入端，所述微控制器的输出端连接所述输出三相桥，所述微控制器采用150度的方波驱动方式向所述输出三相桥发送第一驱动信号，并检测所述无刷直流电机的三相输入端的端电压，结合输入电压检测电路采样得到的电源电压，计算得到提前换相的第二驱动信号，将所述第二驱动信号发送给输出三相桥。

在本申请的一些实施例中，进一步包括：电流检测电路，串联在输入电源的负极与所述输出三相桥之间，并连接所述微控制器。

在本申请的一些实施例中，进一步包括：直流母线支撑电容，与所述输出三相桥并联在输入电源两极之间。

在本申请的一些实施例中，所述输入电压检测电路为两个串联的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻连接输入电源的正极，所述第二电阻连接输入电源的负极。

在本申请的一些实施例中，所述电流检测电路为一个第三电阻。

根据本申请的第二个方面，提出一种无刷直流电机的控制方法，采用150 度的方波驱动方式向所述输出三相桥发送第一驱动信号；检测所述无刷直流电机的三相输入端的端电压；结合采样输入电源的电压得到的电源电压，计算得到提前换相的第二驱动信号；将所述第二驱动信号发送给输出三相桥。

在本申请的一些实施例中，所述计算得到提前换相的第二驱动信号，包括：以预设的超前角进行提前换相操作，得到第二驱动信号。

在本申请的一些实施例中，所述以预设的超前角进行提前换相操作，包括：在所述端电压的端电压后沿，以脉宽调制开启时检测端电压等于二分之一电源电压加上第一常数的时刻，以及脉宽调制关闭时检测端电压等于0加上第一常数的时刻，作为换相时刻，并根据所述电机的转速计算其余换相时刻。

在本申请的一些实施例中，所述根据电机的转速计算其余换相时刻，包括：根据相邻两次检测到过零点的位置计算电机的转速，根据该电机转速推算另外三次30°换相的时间。

在本申请的一些实施例中，所述检测过零点的过程，包括：根据扇区是第四、八、十二号扇区并且完成第一时长延时，开启对应检测相的端电压AD扫描；根据端电压前后沿对应阈值判断是否发生换相，所述阈值为具有超前角度的阈值；根据端电压达到所述阈值，进行换相操作。

根据本申请的第三个方面，提出一种电子设备，包括：存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器运行所述计算机程序时执行以实现如第二个方面任一项所述的方法。

根据本申请的第四个方面，提出一种计算机可读介质，其上存储有计算机可读指令，所述计算机可读指令可被处理器执行以实现如第二个方面任一项所述的方法。

本申请的优点在于：

1、采用150°驱动控制BLDC相较于原120°驱动方案，流入到电机端的电流中的谐波成分大幅降低，转矩脉动减小，由电流谐波引起的电机损耗降低；

2、采用150°驱动控制并进行超前换相可以改善150°开通时电流波形，进一步削减电流谐波；

3、采用150°驱动控制并进行超前控制，在改善电流波形的同时，也改善了换相时的续流状态，防止不同负载时续流时间过长导致过零点被淹没的问题。使得续流时间缩减，进一步将可以有效检出位置的时间提前，同时改善了换相运行的稳定性；

4、通过将过零点判断值增加或减少一个增量的方式进一步提前了检出换相点的时刻，做到可以大于理论上的15°换相角度的新角度进行超前换相；

5、在超高速应用中15°换相时间对应只有十几微秒的时间，通过加减增量的方式延长了可有效检出过零点的时间，避免由于单次检出错误就导致换相失败的问题；

6、通过加减增量的超前换相方式解决了150°超高速控制时由于电路和采样延迟等因素导致换相不及时的问题，采用速度较慢的廉价的MCU也可以获取相对充足的处理时间，降低应用成本；

7、同时避免了需要霍尔信号来进行超越理论15°换相超前的限制问题，实现了150°驱动的无位置传感器控制；

8、通过只检测端电压下降过零的进入负值区间的过程，避免了进行理论过零点超前检测，只有3个状态有效的问题，可以在PWM开通和关断时刻都进行有效提前检出；

9、通过加减增量的超前换相方式提升了转速可控的范围。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本申请的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1示出了本申请所述系统结构原理框图；

图2示出了采用150°导通控制的BLDC方波驱动理论波形示意图(无超前控制)；

图3示出了本申请所述换相操作方案原理图；

图4示出了本申请所述软件端电压过零处理示意图；

图5示出了一个电周期内超前控制换相的时序逻辑图；

图6示出了本申请所述控制软件流程图；

图7示出了进行超前的150°方波驱动控制的电流和电压相对位置图；

图8示出了传统的150°控制后转速示意图；

图9示出了根据本申请实施方式的超前换相控制后转速示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施方式。虽然附图中显示了本公开的示例性实施方式，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施方式所限制。相反，提供这些实施方式是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

图1示出了本申请所述系统结构原理框图。如图1所示，附图标记的含义如下：101为直流母线电流采样电阻、102为MCU、103为直流母线Vdc采样、 104为电池输入、105为电机端电压采样、106为输出三相桥、107为对应输出三相桥的MCU输出驱动信号、108为BLDC电机和109为直流母线支撑电容。其中Vdc为输入电源电压。

主电路包含输入电源，电池和其他稳压电源皆可，直流母线支撑电容109 用于母线电压(即电源电压)稳定，使用三相全桥106对输入BLDC电机108的电压进行控制。MCU对三相输出电压进行端电压检测，用于检测换相点。MCU采样母线电压和母线电流进行功率控制。MCU的驱动信号107通过驱动部件(未图示，属于公知技术)驱动输出三相桥106。

本申请中的MCU控制系统中，不同于120度的6拍换相，150度换相是在6 拍两相导通的基础上，在两拍间隔之间插入一次三相导通状态，变原6拍为12 拍换相。系统控制难点在于过零点的及时检出和换相的时间间隔短。具体表现为如下两点：

在超高速运行控制中，以150000rpm为例，即使电机只有一对极电频率也高达2500Hz，30°一个扇区的控制时间只有33.3us，而15°换相更只有16.7us 的时间进行处理，而类似于电池应用的设备对成本要求高，MCU的计算和采样延迟对系统控制会产生影响，采用超前导通的方式过零判断和换相时间得到延长，利于计算能力有限的低价位MCU应用。只检下降沿的操作使得整个电周期控制中有270度的时间MCU计算压力较低，在这段时间内可以进行其他工作。由于以上原因及时检出过零点，并合理安排换相时机非常重要。

采用150°导通控制的BLDC方波驱动方案的理论换相开通逻辑图如图2所示：图2中粗线部分是方波驱动的端电压理论波形示意，细线是三相电流的波形示意，图中序号部分标示了150°驱动的换相扇区号，图中所示ZCP部分的6 个箭头所对应的时刻就是理论上可以有效检出过零点然后对应的理论换相位置。通过这种检出过零点后进行延后15°换相的理论方式可见，该方式下电流和端电压波形理论上重合。

具体PWM驱动和检出关系列表如下表1所示：

表1、150°换相的PWM驱动方式和位置检出关系表

按照表1和图2的时序控制逻辑就可以实现理论的150°换相控制。理论的150°驱动控制BLDC适合于低速电机，MCU有足够时间检出过零点并进行15°延时的换相控制。在实际使用过程中特别是高速电机的应用在保持表1换相逻辑不变条件下，通过进行如下几项措施可以实现超高速电机性能的提升。

本申请中，用AD采端电压进行150°换相控制的方案具体原理方法如图3 所示。其中，201为前续流时间、202为后续流时间、204为前PWM开通时刻的过零点、203为前PWM关断时刻的过零点、205为后PWM开通时刻的过零点、 206为后PWM关断时刻的过零点、209为后PWM开通时刻的超前检测位置(后面也称为动作点)、210为后PWM关断时刻的超前检测位置、208为前PWM开通时刻的超前检测位置(后面也称为动作点)、207为前PWM关断时刻的超前检测位置，该位置无法检测、211为超前换相设置的提前检测的电压AD值增量。

由图3可知，初始的控制方案是以PWM On时检测Vdc/2和PWM Off时检测 0，作为端电压过零点来确定转子位置，然后提前进行换相操作。而要进行超前角为θ的提前换相，就要把检测点变为，端电压后沿：PWM On时＝Vdc/2+m；PWM Off时＝0+m。而对于端电压前沿：PWM On时＝Vdc/2–m；PWM Off时＝0–m。因为端电压AD采样不能检测负值，所以在前沿的PWMOff时无法进行动作点的超前检出。这样会导致动作点超前不一致，使得换相不均、速度波动，高速时会导致失步发生。

针对上述端电压前沿的检测问题，采用只检测后沿超前动作点，再根据速度推算其余的换相时刻。这样就能保证每次检测超前的一致性。

结合换相逻辑表可知，端电压后沿检测的时刻分别是序号为4(W->V)、8 (V->U)、12(U->W)三个时刻。当检测到动作点时记录下当前时刻与前一个动作点之间的时间间隔为T120，然后除以4得到剩余换相时刻的推定时间 T30＝T120/4。具体实施逻辑如图4所示。

如图4所示，301为理论端电压波形、302为t1时间用于躲避换相续流的屏蔽时间、303为t2时间用于超前检测的AD检测的过零处理时间、304为软件过零处理过程、305为t3软件设定的超前检测时间(超前角θ)、306为理论端电压过零点、307为实际设定的超前检出点(0+m)、308为理论检出时最大可超前的角度、309为采用超前检测的最大可超前控制角度。

在进入到可以进行端电压下降沿检测的4、8、12号扇区时，首先是完成 t1时间的延迟，该时间段内主要是躲避由于上一个换相完成时绕组内电流方向改变而由电感因素造成的开关管续流状态而出现的端电压判断失效的区间，称之为续流屏蔽时间或不可检测时间。t1时间的延迟完成后开启对应相的AD采样(4→U、8→W、12→V)，然后开始AD连续扫描对应相的端电压值，端电压判断的标准是PWM On时＝Vdc/2+m；PWM Off时＝0+m。可供检查的区间时间是t2， t2是一个随机时间，其长度取决于何时采样到适合的电压值。AD扫描到合适的电压值后，按最优的提前角值进行换相。随着t2时间的结束，提前角θ可以由 t3设定值决定。与传统方案不同采用本方案后超前角理论上可以跨越15°的范围由θ增加至θ’。

在换相进行的同时，根据上两次捕获到过零点的位置计算电机速度(T120)，根据该速度推算另外3次30°换相的时间。由于旋转一个电周期可以得到3次有效位置，故而通过这3个有效位置将360°的电周期分为了3个120°区间，每个120°区间内有1个30°的扇区位置是确定的，另外的3个30°区间通过定时器的延时实现自动换相，确定每个30°区间是通过T30＝T120/4实现的。其时序图如图5所示。

如图5所示，401为扇区编号、402为扇区对应的电角度、403为T30两次换相的时间推定的非过零点检测区、404为T120两次有效过零判断的时间间隔、 405为t1时间即续流屏蔽时间、406为过零检测(ZC)和超前换相处理。

过零处理的软件的控制流程图如图6所示，过零判断的过程在4、8、12扇区进行，进入过零判断前先确保通过延时t1的时间来躲避续流。完成t1延时后开启对应相的端电压AD扫描，通过PWM On时＝Vdc/2+m；PWM Off时＝0 +m两个分支判断是否换相。该角度值对应的延时时间与电机运行速度相关，靠查表来确定。电机运行速度慢时该时间长，运行速度快时该时间短，与速度成反比。完成换相后通过特定定时器的计数值测速确定本次换相和上次换相的时间间隔，该间隔为T120。根据公式T30＝T120/4计算下三次换相的时间然后开启定时功能。

根据上述方案进行处理后理论电流位置和端电压位置相比将出现超前的趋势，本申请称之为超前控制，其波形表现将出现如图7所示的变化。其中，501 为扇区编号、502为扇区对应的电角度、503为U相端电压波形、504为U相电流波形、505为V相端电压波形、506为V相电流波形、507为W相端电压波形、 508为W相电流波形。图7中的箭头是本申请中实际进行的超前换相处理时刻。

本申请采用150°驱动控制BLDC相较于原120°驱动方案，由于插入三相导通过程，电流台阶数增加，电流波形更趋近于正弦波，流入到电机端的电流中的谐波成分大大降低。通过在两相导通过程中检测悬空相端电压的方法来判断过零点，进而获取转子位置的方式，实现了150度驱动的无位置传感器控制，降低了系统成本。在检出过零点获取转子位置进行换相过程中，改变换相点的位置使之前后移动一定的角度(称为超前换相或滞后换相)可以得到不同的控制效果，尤其是流入电机的电流波形将进一步发生变化。采用超前换相的方式在原有的电流波形改善的基础上，可以进一步改善电流波形降低谐波。并且超前角度越多，电流的续流时间越短。故而采用超前换相可以有效减低电流谐波，提升电机效率，同时还可以减少由于续流时间过长造成过零点被淹没的风险，大大提高换相的稳定性。

特别是在低压大电流的BLDC高速应用中，随着电流的不断升高，续流时间也会加长，最终会导致过零点被淹没。如图8所示，采用传统的方式进行150°控制，转速为114780rpm。对于超高速应用，由于端电压检测硬件延迟，低价位MCU的运行速度等问题，不进行超前控制时，进入12万转左右可控位置检测的时间就变得非常短，再提速系统将失控。

在高速BLDC电机运行的场合采用150°驱动，端电压过零位置和换相点间差距只有15°，尤其是对于超高速电机，15°往往只有十几微妙的时间。过短的检测到动作的反应时间导致端电压检出后没有足够的提前时间来进行超前换相。本实施例提出的方法，在不增加任何硬件成本的前提下，通过对利用端电压下降沿(端电压180°过零位置的检测方案)检测加过零预测的方式，实现了过零点的提前判断，将提前判断时间再应用到超前换相上，进一步提升电流波形的谐波质量，进而提升高速BLDC电机的效率。图9是采用本实施例所提出方法的控制结果，转速为149220rpm。

根据本申请的一些实施例，还提供了一种电子设备，包括：存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器运行所述计算机程序时执行以实现上述的控制方法。

根据本申请的一些实施例，还提供了一种计算机可读介质，其上存储有计算机可读指令，所述计算机可读指令可被处理器执行以实现上述的控制方法。

以上所述，仅为本申请较佳的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。