一种零电流关断电路和方法

技术领域

本发明属于电源开关技术领域，特别涉及一种高频率开关的零点电流关断电路和方法。

背景技术

在电源设计中，需要零电流关断开关。需要零电流关断在某段时间内，电流从开关元件的一端(记为A端)流到另一端(记为B端)时，开关导通提供一个低阻通路。由于感性负载的存在，如电感、变压器、电磁式继电器、可调电感等，在流过开关的电流从大减小到0的时候，过零点之后电流会继续反向流动，即电流试图从开关的B端流向A端。而在这时，开关需要在电流减小到0时断开防止电流反向流动，以完成电路的正常工作。

现有的设计常常使用二极管来完成该功能，比如肖特基二极管等。由于肖特基二极管单向导通，反向阻断的特性使得电流过零点后无法反向流动。二极管在电流从A端流向B端时导通，但是压降较大，约为0.4V-0.9V左右，功耗较大并且伴随器件发热。

为了改进功耗问题，现有的同步整流电路中，已经有使用MOSFET替代二极管的方式出现。但是由于MOSFET为3端口器件，需要设计电路来控制MOSFET的栅极。在低速的电源中，可以通过检测Vds上的电压过零点来实现零电流关断。这样虽然存在一定的关断延迟，低速应用场景下也能够满足要求。

但是随着电源结构的演变创新，开关速度越来越快。比如某些情况下开关频率到了30MHz-300MHz，这对控制MOSFET的栅极电路提出了更高的要求。比如要求在电流过零点的附近0.1nS-2nS的范围内实现开关的关断。这样现有技术二无法满足要求。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提供一种零电流关断电路，其采样场效应管Vds电压，并通过Vds电压驱动产生时钟信号；同时将Vds电压按照电平信号、电流信号、电压信号、脉冲宽度信号的顺序依次转换；形成调整控制脉冲宽度的反馈回路。

具体而言，所述零电流关断电路，包括：

第一场效应管、第二场效应管，用于根据栅极信号控制电路中的感性负载回路导通或关断；

时钟恢复电路，以第一场效应管的Vds信号和第二场效应管的Vds信号作为输入信号恢复出时钟信号；

采样和比较电路，采样第一场效应管的栅极脉冲信号以及第一场效应管的Vds信号，在第一场效应管的栅极脉冲信号的下降沿将采样的第一场效应管的Vds值与零电压进行比较，并输出表示比较结果的电平信号；

电荷泵，根据所述采样和比较电路输出的电平信号控制电流信号的输出方向；

低通滤波器，接收所述电荷泵的输出电流，并输出与所述电流信号方向相关的电压信号；

脉冲产生电路，用于产生控制所述第一场效应管和第二场效应管的栅极脉冲信号；脉冲产生电路，接收时钟恢复电路产生的时钟信号，接收所述低通滤波器输出的电压信号，根据所述时钟信号确定所述栅极脉冲信号的上升沿，根据所述电压信号确定所述栅极脉冲信号的宽度。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述采样和比较电路在第一场效应管的栅极脉冲信号大于零时输出高电平信号，在第一场效应管的栅极脉冲信号小于零时输出低电平信号。

作为本发明一实施方式的进一步改进，电荷泵在所述电平信号为高电平时，输出电流从电荷泵流向低通滤波器；电荷泵在所述电平信号为低电平时，输出电流从低通滤波器流向低通滤波器。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述低通滤波器在电流信号从电荷泵流入低通滤波器时输出的电压信号升高；所述低通滤波器在电流信号从低通滤波器流入电荷泵时输出的电压信号降低。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述脉冲产生电路在所述电压信号升高时产生的栅极脉冲信号宽度变大；所述脉冲产生电路在所述电压信号降低时产生的栅极脉冲信号宽度变小。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述时钟恢复电路包括，第一反相器、第二反相器、第三反向器和触发器；所述第一反向器和第二反向器的输出端与第三反向器的输入端连接，第三反向器的输出端与触发器的信号输入端连接；所述第一反向器的第一输入端连接时钟信号，第二输入端连接所述第一场效应管的Vds信号；所述第二反向器的第一输入端连接反相时钟信号，第二输入端连接第二场效应管的Vds信号。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述电荷泵和低通滤波器组成的电路模块包括，第一电流源、第二电流源、P型场效应管、N型场效应管、滤波电容；所述第一电流源连接P型场效应管源极，所述第二电流源连接N型场效应管源极；所述P型场效应管漏极与N型场效应管漏极连接，并且两者栅极分别与电平信号输入端连接；滤波电容的第一极板与所述P型场效应管漏极和N型场效应管的漏极连接，滤波电容的第二极板与参考地连接。

针对不同的电路实现方式本发明还提供一种通用的零电流关断方法，该方法包括：

a.采样场效应管开关的Vds信号；

b.根据所述场效应管的Vds信号恢复出时钟信号，该时钟信号被用于确定场效应管的栅极脉冲信号的上升沿；

c.在所述场效应管脉冲信号下降沿将Vds信号与零值比较，并产生表示比较结果的电平信号；

d.将步骤c产生的电平信号转换为与电平信号相关的电流信号；

e.将步骤d产生的电流信号转换为电压信号；

f.根据步骤b中的时钟信号确定栅极脉冲信号的上升沿，根据步骤e中的电压信号确定栅极脉冲信号的宽度。

作为本发明一实施方式的进一步改进，在步骤c中所述场效应管的Vds信号大于零时产生高电平信号，场效应管的Vds信号小于零时产生低电平信号。

作为本发明一实施方式的进一步改进，在步骤c中，当所述电平信号为高电平信号时，所述电流信号为第一方向；当所述电平信号为低电平信号时所述电流信号为第二方向。

作为本发明一实施方式的进一步改进，在步骤e中，所述电流信号为第一方向时，所述电压信号升高；所述电流方向为第二方向时所述电压信号降低。

本发明相对现有技术而言能够应用于更高频率的电源控制，其控制频率可达到30MHZ-300MHZ。并且能够根据Vds电压自适应调整场效应管的栅极控制脉冲信号的宽度，使得电流关断的过零时点控制在电流过零点的0.1ns-2ns。

附图说明

图1为零电流关断电路架构图。

图2为时钟恢复电路示意图。

图3所示为电荷泵和低通滤波器示意图。

图4为零电流关断方法示意图。

图5是时钟恢复电路各信号时序示意图。

图6是采样和比较电路各型号时序示意图。

图7是低通滤波器和电荷泵信号时序图。

图8是采样和比较电路各信号时序图。

图9是脉冲产生电路各信号时序图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明具体实施方式做进一步详尽的说明，以帮助本领域技术人员理解本发明的技术方案。

参照图1表示零电流关断电路100各个模块构成，以及模块之间的关系，其中箭头表示信号方向，箭头指向模块为输入信号，箭头方向远离模块为输出信号。

所述零电流关断电路100包括第一场效应管MOSFET1、第二场效应管MOSFET2、时钟恢复电路110、采样和比较电路102、电荷泵104、低通滤波器106、脉冲产生电路108。所述时钟恢复电路110第一输入端与第一场效应管MOSFET1耦合，第二输入端第二场效应管MOSFET2耦合；时钟恢复电路110的输出端与脉冲产生电路108的第一输入端耦合；采样和比较电路102第一输入端与第一场效应管MOSFET1耦合，采样和比较电路102的第二输入端与第一场效应管MOSFET1的栅极耦合，采样和比较电路102输出端与电荷泵104输入端耦合；电荷泵104输出与合低通滤波器106输入端耦合，所述低通滤波器106输出端与脉冲产生电路108的第二输入端耦合，脉冲产生电路108的输出端与所述第一场效应管MOSFET1和第二场效应管MOSFET2的栅极耦合。

第一场效应管MOSFET1、第二场效应管MOSFET2，用于根据栅极信号控制电路中的负载回路(图中未示出)导通或关断。所述负载为感性负载，例如电机绕组、变压器，第一场效应管MOSFET1和第二场效应管MOSFET2可分别连接在感性负载的上端和下端，所述第一场效应管MOSFET1和第二场效应管MOSFET2分别连接在通过同时开启或关断。在优选的方案中，所述第一场效应管MOSFET1优选为PMOS管所述第二场效应管MOSFET2为NMOS管。

图2为一种优选的时钟恢复电路110示意图。

时钟恢复电路110，以第一场效应管MOSFET1的Vds信号Vds1和第二场效应管MOSFET2的Vds信号Vds2作为输入信号恢复出时钟信号。所述时钟恢复电路110包括，第一反相器202、第二反相器204、第三反向器206和触发器210；所述第一反向器202和第二反向器204的输出端与第三反向器206的输入端连接，第三反向器206的输出端与触发器210的信号输入端连接；所述第一反向器202的第一输入端连接时钟信号Vclk，第二输入端连接所述第一场效应管MOSFET1的Vds信号Vds1；所述第二反向器204的第一输入端连接反相时钟信号Clk_b,第二输入端连接第二场效应管MOSFET2的Vds信号Vds2。反方向时钟信号Clk_b为时钟信号Clk经过第四反相器208处理后获得。

图3所示为电荷泵104和低通滤波器106组合模块结构示意图，相当于图1中的电荷泵104模块和低通滤波器106模块的组合模块。

电荷泵104和低通滤波器106组成的电路模块包括，第一电流源Iup、第二电流源Idn、P型场效应管MP、N型场效应管MN、滤波电容Clpf；所述第一电流源Iup连接P型场效应管MP源极，所述第二电流源Iup连接N型场效应管MN源极；所述P型场效应管MP漏极与N型场效应管漏极MN连接，并且两者栅极分别与电平信号Dflag输入端连接，电平信号Dflag输入端与采样和比较电路102耦合；滤波电容Clpf的第一极板与所述P型场效应管MP漏极和N型场效应管的漏极连接，滤波电容Clpf的第二极板与参考地连接。滤波电容Clpf的第一极板作为低通滤波器106的输出端。

采样和比较电路102有多种实现方式，本领域技术人员能够根据比较器的功能要求实现多种实施方式。例如将比较器输出端和与门电路的第一输入端连接，与门电路的第二输入端与栅极脉冲信号Vgs连接。比较器的输入端接入零参考电位以及第一场效应管Vds电压。

本领域技术人员知道采样和比较电路102可以选择合适的精度和速度。比如可以减小采样的速率，提高精度。再比如可以在多个栅极脉冲Vgs期间只进行一次采样，用精度较高的采样和比较电路102来实现高精度的零电流关断。脉冲产生电路108有多种实现方式，本领域技术人员能够根据脉冲信号的功能要求实现多种实施方式。脉冲产生电路108的功能是：根据时钟恢复电路110恢复出的时钟信号Vclk和低通滤波器106输出的电压信号Vcp，输出栅极脉冲信号Vgs，栅极脉冲信号Vgs接场效应管的栅极。

图4为零电流关断方法流程图，除了上述电路方案，本领域技术人员还可设计出不同实现方式的电路执行图4所示的零电流关断方法。该电流关断方法包括步骤a至步骤f，其中步骤a-b、步骤c-f按照时间顺序执行，步骤a-b与步骤c-f之间同时执行。

图5-8绘制出了对应步骤a-f步骤中涉及的信号时序，以下内容结合时序和电路对各个步骤进行描述。

步骤a采样场效应管开关的Vds信号Vds1、Vds2。采样的Vds信号分别用于恢复时钟信号Vclk和用于与零值比较。该采样信号Vds1、Vds2的步骤可通过如图1中所示的时钟恢复电路110和采样和比较电路102分别采样，也可使用中间模块采样后发送给时钟恢复电路110和采样和比较电路102。

步骤b根据所述场效应管的Vds信号恢复出时钟信号Vclk，该时钟信号Vclk被用于确定场效应管的栅极脉冲信号Vgs的上升沿402。时钟恢复电路110以第一场效应管的Vds1信号和第一场效应管的Vds2信号作为输入信号，并根据Vds1和Vds2恢复出时钟信号Vclk。

参照图5所述第一场效应管的Vds1信号与第二场效应管Vds2信号，经过反相器202、204、206处理后产生相位差CK_dff信号，该相位差信号CK_dff用于驱动触发器210，使得所述触发器210的输出状态发生周期性跳变。多个所述相位差CK_dff形成的脉冲序列使得触发器210输出时钟信号Vclk。该时钟信号Vclk与负载的电源的时钟周期相同，因此通过该时钟信号Vclk能够确定电源的零电流的时点。脉冲产生电路将场效应管的栅极脉冲信号Vgs上升沿与时钟信号Vclk的上升沿对齐402(参照图7)，再调整栅极脉冲信号Vgs的宽度即可确定栅极控制信号的下降沿404位置。

步骤c在栅极脉冲信号Vgs下降沿将Vds信号与零值比较，并产生表示比较结果的电平信号。

在步骤c中采样和比较电路102，采样第一场效应管MOSFET1的栅极脉冲信号Vgs，在Vgs的脉冲结束沿对Vds1电压进行采样，在第一场效应管MOSFET1的栅极脉冲信号Vgs的下降沿将采样第一场效应管的Vds值与零电压进行比较，并输出表示比较结果的电平信号。

参照图6，在第一时钟周期t1采样和比较电路102在栅极脉冲信号Vgs的脉冲下降沿对Vds1电压进行采样，此时Vds1电压Vsamp大于零，采样和比较电路102输出高电平信号h，该高电平信号表明场效应管的关断时间早于零电流点。在第二时钟周期t2，在栅极脉冲信号Vgs的下降沿时刻Vsamp的值小于0，则输出为低电平信号l。

步骤d将步骤c产生的电平信号转换为与电平信号相关的电流信号。电荷泵104在电平信号Dflag的控制下输出电流信号Icp，所述电平信号为高电平信号时电流信号Icp为第一方向，所述电平信号为低电平信号时所述电流信号Icp为第二方向。

参照图3、图7电平信号Dflag为低电平时使得电荷泵104中的P型场效应管MP导通，第一电流源Iup导通从而使得电流信号Icp从电荷泵104流向滤波电容Clpf；电平信号Dflag为高电平时使得N型场效应管MN导通，则电流信号Icp从滤波电容Clpf流向第二电流源Iup。从整体上看，电平信号Dflag为低电平时电流从电荷泵104流向滤波器，电平信号Dflag为高电平时电流从滤波器流向电荷泵104。

步骤e将步骤d产生的电流信号Icp转换为电压信号。如前文所述电平信号为低电平时，电流信号Icp从电荷泵104流入低通滤波器106，低通滤波器106接收到电流信号Icp，其输出电压信号Vcp升高；电平信号为高电平时，电流信号Icp从低通滤波器106流入电荷泵104，低通滤波器106输出电压信号Vcp降低。

参照图7，经过电流信号Icp与电压信号Vcp的转换，所述电平信号Dflag转换为变化的锯齿波电压信号Vcp，这种电压的变化伴随电容Clpf充放电过程。电平信号Dflag为低电平时所述电容Clpf充电电压升高，电平信号Dflag为高电平时所述电容Clpf放电电压降低。该电压信号被用于控制脉冲生成电路108的脉冲宽度Vgs，从而将场效应管的下降沿与电流的零点更接近。

步骤f根据步骤b中的时钟信号确定栅极脉冲信号Vgs的上升沿402，根据步骤e中的电压信号确定栅极脉冲信号Vgs的宽度d。脉冲产生电路108的输入信号为恢复出的Vclk和低通滤波器106输出信号Vcp，并输出栅极脉冲信号Vgs，栅极脉冲信号Vgs连接场效应管MOSFET1、MOSFET2的栅极。脉冲生成电路在时钟信号Vclk的上升沿驱动下产生一个脉冲信号Vgs的上升沿402，该脉冲信号的宽度d由低通滤波器的输出信号Vcp控制：Vcp升高，栅极脉冲信号Vgs的脉冲宽度d变大；低通滤波器的输出信号Vcp降低，栅极脉冲信号Vgs的脉冲宽度变小。通过脉冲信号Vgs宽度调整使得栅极脉冲信号Vgs的下降沿404与零点更接近。

和图9以下列举两种情况说明步骤a-f对栅极脉冲信号Vgs的调整过程。由于电路从初始状态开始工作，或者由于某种原因，栅极脉冲信号Vgs的下降沿会偏离零电流开关点。

参照图5、6、8，假设栅极脉冲信号vgs的脉冲宽度偏小，造成栅极脉冲信号vgs的下降沿采到的vds1值小于0，表明在采样时刻，电流从S端流向D端，采样和比较电路102输出电平信号Dflag为低电平l；电荷泵104接收到低电平l，电流信号Icp从电荷泵104流向低通滤波器106；低通滤波器106接收到输入电流信号Icp从电荷泵104流入低通滤波器106，输出电压信号Vcp升高；脉冲产生电路108接收到电压信号Vcp升高，在Vclk的上升沿作用下输出一个脉冲信号Vgs，由于Vcp电压信号升高，所以脉冲宽度增加，从而使Vgs的下降沿更靠近零电流开关点。如图8所示，经过3个时钟周期的调整所述栅极脉冲信号Vgs的脉冲宽度逐渐增加，使得栅极脉冲信号Vgs的下降沿逐渐与零电流点对齐。

参照图5、6、9，假设栅极脉冲信号vgs的脉冲宽度偏大，栅极脉冲信号vgs的下降沿采到的vds1值大于0，表明在采样时刻，电流从D端流向S端，采样和比较电路102输出Dflag为高电平h；电荷泵104接收到Dflag为高电平，输出电流信号Icp从低通滤波器106流向电荷泵104；低通滤波器106接收到输入电流信号Icp从低通滤波器106流入电荷泵104，输出电压信号Vcp降低；脉冲产生电路108接收到电压信号Vcp降低，在Vclk的上升沿作用下输出一个脉冲信号Vgs，由于Vcp电压信号降低，所以脉冲宽度减小，从而使Vgs的下降沿更靠近零电流开关点。如图9所示，经过3个时钟周期的调整所述栅极脉冲电路的脉冲宽度逐渐减小，使得栅极脉冲信号Vgs的下降沿逐渐与零电流点对齐。

本发明相对现有技术而言能够应用于更高频率的电源控制，通过反馈回路自适应电源零点和脉冲宽度的变化，并且能够根据Vds电压自适应调整场效应管的栅极控制脉冲信号的宽度。使得电流关断的过零时点控制在电流过零点的0.1ns-2ns。并且支持电源频率可达到30MHZ-300MHZ。

本领域技术人员在不脱离本发明构思的前提下作出的技术方案等效变更都属于本发明保护范围。例如本领域技术人员知道电平信号Dflag的高低电平设置，Icp电流信号的流向设置，Vcp电压信号的升高和降低设置，Vgs的脉冲宽度的增加或减小的设置等，输入输出关系都可以进行调整变化。