一种过流保护电路及开关电源芯片

技术领域

本发明涉及电源芯片技术领域，具体为一种过流保护电路及开关电源芯片，适用于降压型、升压型开关电源芯片的过流保护。

背景技术

在开关电源管理芯片正常工作时，为了把电流限制在一定的安全范围内，避免芯片输出电流过大对电路及负载造成损坏，需要在芯片内部集成输出过流检测保护电路,起到当芯片输出过流时及时将输出电流限制在安全范围内的作用。

开关电源芯片分为降压型（Buck）开关电源芯片、升压型(Boost)开关电源芯片等；开关电源芯片按工作方式分为PWM（脉冲宽度调制）、PFM（脉宽频率调制）型等，PWM型的开关电源管理芯片通过调整芯片内部振荡器的占空比来控制开关的导通、关断时间，实现调整输出电压的功能；开关电源芯片内部的功率管有功率三极管和功率MOS管。在电源芯片实际使用中无论是降压型还是升压型，不可避免的都会出现输出端短路、过流的问题，容易造成芯片功率管、负载损坏，为了避免这些问题，使电路正常工作，增加系统的稳定性，需要在开关电源芯片中内置过流检测电路实现限制功率管输出电流过高的功能。

常规的过流检测是通过采样部分功率管电流，通过比例换算来计算整个芯片功率管的过流保护点来实现过流保护，但这种方法获取的采样精度受集成电路工艺误差影响较大，过流点精度差。也有针对MOS功率管通过检测功率管的导通压降的方式，这种方法只适合导通电阻和开关电流是线性关系的情况，三极管的导通电阻和开关电流不是线性关系，不合适此方法，所以不能通过检测三极管的导通电阻的电压来判断过流。

发明内容

本发明是为了解决现有开关电源芯片无法精确检测输出过流并及时将输出电流限制在安全范围内的技术问题。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种过流保护电路及开关电源芯片，通过在开关电源芯片内用简单电路检测功率管电流的变化改变功率管占空比的方式实现过流保护功能，具有电路简单、能滤除毛刺、响应速度快的优点，适用于采用功率三极管、功率MOS管作为开关管的开关电源芯片，满足降压型、升压型开关电源芯片的过流保护需求。

本发明第一方面提供了一种过流保护电路，用于保护开关电源芯片内部的功率管，其包括基准电流源模块、过流检测模块和振荡器模块；

所述基准电流源模块，用于提供基准电流；

过流检测模块，用于采集流经所述功率管的电流信号并接收采样电阻的电压，当采集到的电流达到过流保护点电流时，其内置的三极管导通，并对与所述三极管集电极连接的储能电容进行充电；其中，所述采样电阻的电压经分压电阻后接入所述三极管的基极；

振荡器模块，用于振荡输出三角波信号和矩形波信号，用于输出三角波信号的SAW模块与所述储能电容相连；

当流经所述开关电源芯片内部的功率管的电流达到过流保护点时，所述过流检测模块内的所述三极管导通，并对所述储能电容开始充电，增加了所述储能电容的充电电流使储能电容电压加速到达预设值，且所述储能电容电压到达预设值时，使所述振荡器模块输出的矩形波翻转为高电平，所述开关电源芯片内的驱动电路模块接收此高电平信号后，驱动所述开关电源芯片内部的功率管关闭，实现过流保护。

作为进一步的改进，当所述功率管关闭后，过流检测模块不工作，无电流经所述三极管对所述储能电容充电，所述振荡器模块恢复至正常工作。

作为进一步的改进，所述过流检测模块内置的三极管，其基极与另一三极管的集电极连接，所述三极管的基极经电流镜连接所述基准电流源模块，所述三极管的发射极输出固定的电流。

作为进一步的改进，所述三极管为PNP型三极管。

所述采样电阻串联于所述开关电源芯片内部的功率管的漏极端，流过采样电阻的电流等于流过功率管的电流。

作为进一步的改进，所述振荡器模块中输出矩形波的模块连接驱动电路模块，所述驱动电路模块控制连接所述功率管，当输出矩形波为高电平时，驱动电路模块控制功率管关闭，当输出矩形波为低电平时，所述功率管为导通状态，所述驱动电路模块不控制功率管工作。

本发明第二方面，提供了一种开关电源芯片，所述开关电源芯片具有所述过流保护电路。

作为进一步的改进，所述开关电源芯片内置的功率管的漏极串联有采样电阻。

作为进一步的改进，所述开关电源芯片为升压型开关电源芯片或者降压型开关电源芯片。

当开关电源芯片内部的功率管打开时，流过所述功率管的电流达到过流保护点时，过流检测模块开始工作，并加大振荡器模块中储能电容的充电电流，减小储能电容的充电时间，在很短的时间内将储能电容的电压提高至振荡器翻转电压阈值，让振荡器输出的矩形波形翻转为高电平，驱动电路模块接收到此高电平信号后，将功率管关闭，间接实现减少功率管导通时间Ton，实现过流保护功能；功率管关闭后，过流检测电路模块不工作，此时没有电流经过流保护模块流入储能电容，振荡器模块恢复至正常工作，所以不会改变储能电容的放电时间，即不会改变功率管关闭的时间Toff，所以振荡器的振荡频率会变高。

本发明针对PWM型的开关电源芯片，整体过流保护电路的结构简单、功能齐全、抗干扰能力强、响应速度快、生产成本低，且具有滤除毛刺功能，既可以应用于降压型也可以应用于升压型开关电源芯片，可以精确检测开关电源芯片输出过流，当检测到输出电流过高时，增大振荡器模块中储能电容的充电电流，减小储能电容的充电时间，使振荡器模块输出的矩形波加速翻转为高电平，降低芯片的占空比，减小芯片功率管的导通时间，从而减小功率管的输出电流。

附图说明

为了更清楚地说明本公开实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅涉及本公开的一些实施例，而非对本公开的限制。

图1为本发明所述过流保护电路一实施电路原理图。

图2为本发明所述开关电源芯片一实施例示意图。

图3为本发明所述开关电源芯片一实施例示意图。

图4为本发明所述振荡器模块输出的仿真波形图。

具体实施方式

为使本公开实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本公开实施例的附图，对本公开实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本公开的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本公开的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

除非另外定义，本公开使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。

应当说明的是，以下实施例中的电路元件只是示例性的说明，并非对本发明的限制，其也可以采用实现相同功能的元件进行代替，例如功率管即可以是MOS管也可以是三极管。以下实施例中的第一二极管D1为肖特基二极管，第一电容C1为储能电容，第五电阻R5为分压电阻，以下驱动电路模块采用驱动电路，所述三极管即下述实施例中的第七三极管Q7，所述三极管可以为开关三极管，也可以是功率三极管，所述开关电源芯片1000内部的功率管，即可以选择内置封装于芯片内，也可以外置连接于芯片上，无论内置还是外置其功能相同，并具有相同的技术效果，属于等同特征。

如图1、图2所示，一种过流保护电路100，用于保护开关电源芯片1000内部的功率管M1，其包括基准电流源模块101、过流检测模块102和振荡器模块103；

所述基准电流源模块101，用于提供基准电流I1，接收所述开关电源芯片1000内的基准电压VREF；

过流检测模块，用于采集流经所述功率管的电流信号并接收采样电阻的电压，当采集到的电流到达过流保护点电流时，其内置的三极管导通，并对与所述三极管集电极连接的储能电容进行充电；其中，所述采样电阻的电压经分压电阻后接入所述三极管即第七三极管Q7的基极；

振荡器模块，用于振荡输出三角波信号SAW和矩形波信号OSC，用于输出三角波信号SAW的SAW模块与所述储能电容相连；

当流经所述开关电源芯片内部的功率管的电流达到过流保护点时，所述过流检测模块内的所述三极管导通，并对所述储能电容开始充电，增加了所述储能电容的充电电流使所述储能电容的电压加速到达预设值，当所述储能电容电压到达预设值时，所述振荡器模块输出的矩形波翻转为高电平，所述开关电源芯片内的驱动电路模块接收高电平信号后，驱动所述功率管关闭，实现过流保护。

所述基准电流源模块101，包括第一三极管Q1、第二三极管Q2和第二电阻R2，所述第一三极管Q1的基极接收所述基准电压VREF，所述第一三极管Q1的集电极与第二三极管Q2的集电极相连，第一三极管Q1的发射极串联第二电阻R2后接地，所述第二三极管Q2的发射极接入电压VCC，所述第二三极管Q2的集电极和基极相连。

其中，所述基准电流I1为整个电路提供基准电流，I1=(VREF-VbeQ1)/R2，VbeQ1为第一三极管Q1基极发射极的结压降。

所述过流检测模块102，包括第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六三极管Q6、第七三极管Q7，所述第三三极管Q3接入电源VCC并与所述第二三极管Q2组成电流镜，所述第三三极管Q3的集电极连接第四三极管Q4的发射极和第六三极管Q6的基极，所述第四三极管Q4的基极连接第三电阻R3和第四电阻R4的一端，所述第三电阻R3的另一端连接第五三极管Q5的基极并同时连接基准电压VREF，所述第五三极管Q5的集电极接收电压VCC且发射极接入第六电阻R6、第七电阻R7一端，所述第四电阻R4和第七电阻R7的另一端接地。

所述第六电阻R6的另一端连接第六三极管Q6的发射极，第六三极管Q6的集电极与第七三极管Q7的基极连接并同时连接第五电阻R5一端，第五电阻R5的另一端连接过流检测模块的信号输入端CS，所述第七三极管Q7的发射极接收电压VCC且集电极经第八电阻R8连接第一电容C1的一极，所述第一电容C1为储能电容。

所述第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六三极管Q6始终保持导通状态，对于本领域普通技术人员来说实现，实现第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六三极管Q6保持导通只需调节第三电阻R3、第四电阻R4、第六电阻R6、第七电阻R7的电阻值或比值即可实现。

所述第六三极管Q6发射极的电流为一固定电流值，实现这一固定电流的方式有多种，例如，通过图1中所示，通过第四三极管Q4和第五三极管Q5的连接方式实现，对于本领域普通技术人员来说，基于本发明可以进行等同的替换或改变，来实现第六三极管Q6发射极电流为固定电流。

流过第六三极管Q6发射极的电流等于Q6集电极的电流IR6，并约等于流过第五电阻R5的电流IR5，所述电流IR6为微安级别。

所述第五电阻R5两端的电压VR5= R5*IR5=R5*IR6，由于第五电阻R5和电流IR6均为固定值，所以第五电阻R5两端的电压VR5为固定电压。

所述第六电阻R6两端的电压VR6= VREF*R4/(R3+R4)+VbeQ4-VbeQ6-(VREF-VbeQ5)，其中VbeQ4、VbeQ5、VbeQ6分别为第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六三极管Q6的基极发射极的结压降的绝对值，且近似相等记为Vbe，则IR5=IR6=VR6/R6=（Vbe-R3/(R3+R4)*VREF）/R6。

如图2所示，所述开关电源芯片内置的功率管的漏极连接第一电阻R1，第一电阻R1为采样电阻，流过第一电阻R1的电流为I0，由于其电流为安培级别，所以I0远大于IR5，第一电阻R1两端的电压VR1= R1*I0，电流I0会按照一定斜率上升，随着电流I0的增加，图1中A点的电压VA=VCC-VR1-VR5。

当经所述第五电阻R5分压后的电压即A点电压VA等于第七三极管Q7的导通电压时，VCC-VR1-VR5=VCC-Vth，其中Vth近似为第七三极管Q7的基极发射极结压降的绝对值VbeQ7，并记为Vbe，以此推导出VR1+VR5=Vth=Vbe时，第七三极管Q7导通，第七三极管Q7开始以电流I2对第一电容C1充电，此时I0*R1+R5*IR6=Vth，I0=Iocp，Iocp=(Vbe-IR5*R5)/R1，其中R1、R5分别为第一电阻R1、第五电阻R5的阻值，Vbe为第七三极管基极发射极结压降的绝对值，Iocp为预设的流经功率管M1或功率管M1A的过流电流值。

当I0=Iocp时，第六三极管Q6刚好导通，电流I2开始对第一电容C1充电，但是此时电流I2的电流值比较小，第一电容C1两端的电压没能快速上升到预设的电压，振荡器模块输出的OSC信号状态没有改变；所以功率管M1或者M1A此时还是导通状态，则电流I0继续增大，此时第七三极管Q7基极的A点电压进一步降低，则第七三极管Q7的VEB电压增大, Q6基极电流IbQ6变大（此时IbQ6的变化趋势等于I0的变化趋势），电流I2=β* IbQ7，其中β为第七三极管Q7的放大倍数，数值一般在100以上，电流I2迅速变大，实现第一电容C1两端电压即图1中B点电压迅速充到最高，振荡器模块103输出的信号OSC翻转为高电平，功率管迅速关断。

所述振荡器模块103包括振荡器，振荡器包括输出矩形波信号OSC的OSC模块和输出三角波信号SAW的SAW模块，振荡器连接所述第一电容C1即储能电容，所述第一电容C1可以集成于振荡器模块内，也可以外置电连接于第七三极管Q7的集电极上。

振荡器模块103通过内部模块对第一电容C1进行充电与放电，并检测第一电容C1的电压值来产生振荡周期T。振荡器模块103内部电路通过对第一电容C1充放电产生周期为T的一个三角波信号SAW和一个矩形波信号OSC。

第一电容C1充电时矩形波信号OSC为低电平（此时三角波信号SAW斜率为正电压升高）持续时间为Ton、第一电容C1放电时矩形波信号OSC为高电平（此时三角波信号SAW斜率为负电压降低）持续时间为Toff。

当第七三极管Q7关断，电流I2不给第一电容C1充电，振荡器模块103输出预设频率的波形信号。

当流过芯片内部的功率管电流I0触发过流保护点时，第七三极管Q7导通，电流I2给第一电容C1充电，可以快速的将第一电容C1的电压提高至触发振荡器模块103输出高电平信号状态；OSC信号经过驱动电路控制功率管的导通与关断，具体为：矩形波信号OSC低电平，驱动电路不控制功率管工作状态，矩形波信号OSC为高电平，驱动电路强制控制功率管关断。

当第一电容C1两端电压低于预设值时，振荡器输出OSC信号为低电平，且其内部的其他电路对第一电容C1以恒定电流充电，当第一电容C1两端电压被充到预设值时，振荡器输出OSC信号翻转为高电平，且其内部的其他电路对C1以恒定电流放电，所以可以产生周期性的信号。

在第一电容C1充电时间Ton内OSC信号为低电平，第一电容C1放电时间Toff内OSC信号为高电平；OSC信号为低电平不控制功率管工作状态，功率管正常工作，OSC为高电平时控制功率管关断。

如图1、图2、图3所示，所述过流保护电路可以应用于开关电源芯片，所述开关电源芯片1000包括上述实施例中的过流保护电路，所述过流保护电路的振荡器模块连接驱动电路，所述驱动电路驱动控制功率管并连接功率管的栅极，所述功率管的漏极上串联有第一电阻R1即采样电阻。

所述开关电源芯片1000的CS引脚连接第一电阻R1一端，接收第一电阻R1两端的电压以及流经功率管的电流I0，所述开关电源芯片1000的FB引脚连接两个电阻一端，VCC引脚接电压VCC。

根据采集到的电流I0及R1两端电压，可以监控流经所述功率管的电流，当电流I0到达Iocp时，第七三极管Q7刚好导通，经第七三极管Q7集电极流出的电流I2经开始对第一电容C1充电，当第一电容C1两端的电压迅速充至最高，振荡器模块103输出的矩形波信号OSC翻转为高电平，驱动电路接收到高电平后，驱动功率管关断，从而实现过流保护，避免功率管损坏。

如图4所示，当电流I0触发限流点时，对应的三角波信号SAW电压迅速抬升，使矩形波信号OSC翻转为高电平，迅速控制功率管关断，图4中实线为I0未过流即未触发限流点时的电压波形，上方为三角波SAW模块输出的电压波形，下方为矩形波OSC模块输出的电压波形。

如图2所示，当所述开关电源芯片1000为降压型开关电源芯片时，功率管M1的漏极依次连接第一电阻R1、第二电容C2，第二电容C2接地，功率管M1的源极连接电感L1和第一二极管D1一端，第一二极管D1的另一端接地，电感L1的另一端连接第三电容C3一极并连接电阻R20一端，第三电容C3的另一极接地。

所述开关电源芯片1000的引脚FB接电阻R20、电阻R21一端，电阻R20另一端接电感L1一端，电阻R21另一端接地。

当功率管M1打开时，第一二极管D1截止，电流I0通过功率管M1后对电感L1充电，电感L1的电流以一定斜率逐渐上升直到最大值；功率管M2关断后，电感L1开始放电，第一二极管D1正向导通，电感L1的电流由最大值开始以固定斜率逐渐下降，电感L1、电阻R20、电阻R21、第一二极管D1、GND接地端组成一个回路。

当矩形波信号OSC为低电平时，不控制功率管M1，电流I0线性上升，I0=Iocp时，通过电流I2给第一电容C1充电，加大第一电容C1的充电电流，当I0电流进一步增大时，电流I2变得非常大，迅速将第一电容C1两端的电压充高至满足振荡器模块103输出OSC信号翻转条件，OSC输出高电平信号，强制关闭功率管M1，从而限制了流过功率管M1的电流I0的最大值，起到了过流保护的作用。

如图3所示，当所述开关电源芯片1000为升压型开关电源芯片时，功率管M1A的漏极依次连接电感L1A、第一电阻R1、电容C2A，电容C2A接地，功率管M1A的源极接GND，功率管M1A的漏极上还连接二极管D1A正极，二极管D1A负极串联相互并联的电容C3A和电阻R2A、电阻R3A后接GND，且电阻R2A、电阻R3A相互串联，电阻R2A、电阻R3A的一端接所述开关电源芯片1000的引脚FB。

当功率管M1A打开时，由于电容C3A的存在，VOUT不能突变，二极管D1A截止，电感L1A开始充电，电源端VCC、第一电阻R1、电容C2A、电感L1A、功率管M1A、GND接地端形成通路，电感L1A电流等同于I0并以一定斜率逐渐上升，直至最大值；功率管M1A关断时，电感L1A极性颠倒，二极管D1A正向导通，电感L1A开始放电，电感L1A电流由最大值开始以一定斜率逐渐下降。

当矩形波信号OSC低电平时，功率管M1A导通，I0线性上升，I0=Iocp时，通过电流I2给第一电容C1充电，加大第一电容C1的充电电流，可以实现减小功率管M1A的导通时间，当电流I0进一步增大时，电流I2变得非常大，迅速将第一电容C1两端的电压充高至满足振荡器模块输出OSC信号翻转条件，OSC输出高电平信号，强制关闭功率管M1A，功率管M1A关断后电感L1A电流开始线性下降。

所述开关电源芯片1000内还包含有实现现有电源芯片功能的其它电路模块，所述驱动电路还用来驱动其它电路，本部分内容不是本发明的发明点，故不再展开进行说明。

本发明可以滤除毛刺，其实现原理为：相对于开关电源芯片1000的开关周期，毛刺信号持续时间非常短，当功率管M1或M1A打开瞬间，尖峰电流在第一电阻R1上产生毛刺电压，所述开关电源芯片1000的CS引脚或过流保护电路100的CS信号端接收到毛刺电压信号，第七三极管Q7会短暂的开启，流经第七三极管Q7集电极的电流I2的电流值比较小，且持续时间也非常短，此时电流I2对第一电容C1充入的能量比较小，几乎不改变功率管M1或M1A的导通时间，开关电源芯片1000正常工作。

当流经功率管的电流过流时，本发明可以快速响应，其实现方式为：当I0=Iocp时，第六三极管Q6刚好导通，电流I2开始对第一电容C1充电，但是此时电流I2电流值比较小，第一电容C1两端电压没能快速上升到预设的电压，振荡器模块103输出的矩形波信号OSC状态没有改变；所以功率管M1或M1A此时还是导通状态，则电流I0继续增大，此时第七三极管Q7基极的A点电压进一步降低，则第七三极管Q7的VEB电压增大，第六三极管Q6基极电流IbQ6变大（此时IbQ6的变化趋势等于I0的变化趋势），电流I2迅速变大，实现第一电容C1两端的电压迅速充到最高，振荡器模块103输出的OSC信号翻转为高电平，功率管M1或M1A迅速关断。

作为实施例，所述功率管M1、M1A为MOS功率管，也可以采用三极管替换，当采用三极管时，不需改变连接关系，只需依据现有技术对驱动电路作相应调整即可，本发明是通过采样流经开关电源芯片内功率管的电流，来控制振荡器电路中储能电容的充放电，当所述储能电容电压超过预设值时，使振荡器输出的矩形波信号即OSC信号快速翻转为高电平信号，从而控制功率管关断，而对于所述开关电源芯片1000内的驱动电路及其他电路根据需求不同采用现有技术进行替换或修改即可，不再进行描述。

本发明提供的一种晶体管的集成电路制造工艺实现的针对PWM型的开关电源管理芯片，其结构简单功能齐全、响应速度快、抗干扰能力强并具有滤除毛刺功能，既可以应用于降压型开关电源芯片，也可以应用于升压型开关电源芯片，内部过流保护电路结构简单、生产成本低，可以精确检测开关电源芯片输出过流，保护功率管。

对于本领域普通技术人员来说，上述实施例中未尽描述，可以根据附图获知，不影响本发明的实施。

以上实施例中，各电路或模块的组成部分，可以采用等同功能的电路或者模块替代，对于实现相同功能的电路结构，也可以采用现有公知的其他电路结构代替，本发明不再一一实施说明。

以上所述，仅为本公开的具体实施方式，但本公开的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本公开揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本公开的保护范围之内。因此，本公开的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。