类矩形腔体馈电的超材料结构天线

技术领域

本发明涉及天线技术领域，尤其涉及一种类矩形腔体馈电的超材料结构天线。

背景技术

电磁超材料技术已经被应用到各种天线类型之中，用于降低剖面、提高增益、减少雷达散射截面等。其中，相位梯度超表面由于具有较低剖面结构也逐渐引起广大科技工作者的兴趣。它被用于激励表面等离子体激元，或者直接产生辐射。用作辐射的激励目前有改进的矩形波导技术、引向的波纹金属条带技术等等。

发明内容

本发明的目的在于提供一种类矩形腔体馈电的超材料结构天线，旨在使类矩形腔体馈电的超材料结构天线的结构更为简单且易于加工，同时能实现天线的高增益，又能扩展天线的带宽。

为实现上述目的，本发明采用的一种类矩形腔体馈电的超材料结构天线，包括馈电网络、匹配段、相位梯度超表面和过渡段，所述匹配段、所述相位梯度超表面和所述过渡段依次设置在所述馈电网络上；

所述馈电网络包括SMA连接器、矩形波导、腔体波导，所述腔体波导和所述矩形波导固定连接，并位于所述矩形波导的侧方，所述SMA连接器与所述矩形波导固定连接，且位于所述矩形波导的上方，所述SMA连接器的探针贯穿所述矩形波导的上壁。

其中，所述腔体波导的侧方开设有贯通的长缝隙，所述匹配段和所述相位梯度超表面均嵌设在所述长缝隙内，所述腔体波导、所述匹配段和所述相位梯度超表面的中线重合。

其中，所述匹配段包括匹配金属贴片、匹配介质基板和匹配金属地面，所述匹配金属贴片与所述匹配介质基板固定连接，并位于所述匹配介质基板的上表面，所述匹配金属地面设置在所述匹配介质基板的下表面。

其中，所述相位梯度超表面包括若干个超材料单元、介质基板和金属地面，每个所述超材料单元均设置在所述介质基板的上表面，所述金属地面与所述介质基板固定连接，且位于所述介质基板的下表面。

其中，所述超材料单元呈周期性布置，相邻两个所述超材料单元之间的间距为10mm，所述超材料单元由第一单元、第二单元和第三单元组成。

其中，所述过渡段与所述相位梯度超表面固定连接，并位于所述相位梯度超表面远离所述匹配段的一侧。

其中，所述过渡段的宽度与所述矩形波导的宽度一致。

其中，所述匹配介质基板、所述介质基板和所述过渡段的厚度尺寸相同。

其中，所述SMA连接器的探针半径为0.62mm，同轴外壳的半径为2.03mm，同轴探针的长度为6.5mm。

本发明的类矩形腔体馈电的超材料结构天线，所述腔体波导的侧方开设有贯通的长缝隙，所述匹配段和所述相位梯度超表面均嵌设在所述长缝隙内，所述腔体波导、所述匹配段和所述相位梯度超表面的中线重合，电磁能量主要通过腔体波导两侧长缝隙进行辐射，通过辐射出来的能量来激励相位梯度超表面，再通过超表面单元辐射的原理，设置相位梯度的方向与能量辐射的方向相反，从而使得相位梯度超表面向自由空间辐射能量，通过调整超材料单元的排布即可任意控制波束的角度。所述类矩形腔体馈电的超材料结构天线结构较为简单，且易于加工，既能实现天线的高增益，又能扩展天线的带宽。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明的类矩形腔体馈电的超材料结构天线的俯视图。

图2是本发明的类矩形腔体馈电的超材料结构天线的仰视图。

图3是本发明的类矩形腔体馈电的超材料结构天线的左视图。

图4是本发明的类矩形腔体馈电的超材料结构天线的正视图。

图5是本发明的类矩形腔体馈电的超材料结构天线的超材料单元结构示意图。

图6是本发明的超材料结构单元的幅值随频率变换的曲线图。

图7是本发明的超材料结构单元的相位随频率变换的曲线图。

图8是本发明具体实施例的回波损耗随频率变化的曲线图。

图9是本发明具体实施例的在8GHz下主极化的归一化方向图。

图10是本发明具体实施例的在9GHz下主极化的归一化方向图。

图11是本发明具体实施例的在10GHz下主极化的归一化方向图。

图12是本发明具体实施例的在11GHz下主极化的归一化方向图。

图13是本发明具体实施例的实际增益随频率变化的曲线图。

1-馈电网络、11-SMA连接器、12-矩形波导、13-腔体波导、131-长缝隙、2-匹配段、21-匹配金属贴片、22-匹配介质基板、23-匹配金属地面、3-相位梯度超表面、31-超材料单元、311-第一单元、312-第二单元、313-第三单元、32-介质基板、33-金属地面、4-过渡段。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

请参阅图1至图5，本发明提供了一种类矩形腔体馈电的超材料结构天线，包括馈电网络1、匹配段2、相位梯度超表面3和过渡段4，所述匹配段2、所述相位梯度超表面3和所述过渡段4依次设置在所述馈电网络1上；

所述馈电网络1包括SMA连接器11、矩形波导12、腔体波导13，所述腔体波导13和所述矩形波导12固定连接，并位于所述矩形波导12的侧方，所述SMA连接器11与所述矩形波导12固定连接，且位于所述矩形波导12的上方，所述SMA连接器11的探针贯穿所述矩形波导12的上壁。

所述腔体波导13的侧方开设有贯通的长缝隙131，所述匹配段2和所述相位梯度超表面3均嵌设在所述长缝隙131内，所述腔体波导13、所述匹配段2和所述相位梯度超表面3的中线重合。

所述匹配段2包括匹配金属贴片21、匹配介质基板22和匹配金属地面23，所述匹配金属贴片21与所述匹配介质基板22固定连接，并位于所述匹配介质基板22的上表面，所述匹配金属地面23设置在所述匹配介质基板22的下表面。

所述相位梯度超表面3包括若干个超材料单元31、介质基板32和金属地面33，每个所述超材料单元31均设置在所述介质基板32的上表面，所述金属地面33与所述介质基板32固定连接，且位于所述介质基板32的下表面。

所述超材料单元31呈周期性布置，相邻两个所述超材料单元31之间的间距为10mm，所述超材料单元31由第一单元311、第二单元312和第三单元313组成。

所述过渡段4与所述相位梯度超表面3固定连接，并位于所述相位梯度超表面3远离所述匹配段2的一侧。

所述过渡段4的宽度与所述矩形波导12的宽度一致。

所述匹配介质基板22、所述介质基板32和所述过渡段4的厚度尺寸相同。

所述SMA连接器11的探针半径为0.62mm，同轴外壳的半径为2.03mm，同轴探针的长度为6.5mm。

本发明还提供了一个具体的实施例，所述矩形波导12采用标准BJ100的尺寸设计，正好能覆盖所需的频段，长度为28.2mm。所述腔体波导13是通过在一个BJ100矩形波导的两侧下表面开设贯通的长缝隙131形成的。使用的矩形波导与所述矩形波导12的宽度和高度相同，长度为202.5mm，所述长缝隙131的长度为201.5mm、宽度为1mm、高度为5.2mm。所述长缝隙131的大小对激励超材料单元31的效率影响很大，所确定的尺寸为最佳。所述腔体波导13与所述矩形波导固定连接，电磁能量通过所述SMA连接器11馈入所述矩形波导12，然后通过所述矩形波导12传输至所述腔体波导13，最后通过所述长缝隙131来激励所述超材料单元31。

两个所述匹配金属贴片21对称分布于所述腔体波导13中轴线的两侧，长度为15mm、宽度为10mm。两个所述匹配金属贴片21分别附着在所述匹配介质基板22上表面的两侧，所述匹配介质基板22的长为15mm，宽为43mm。所述匹配金属地面23附着在所述匹配介质基板22的下表面，尺度大小与所述匹配介质基板22的大小一样，三者共同组成所述匹配段2，所述匹配段2的作用是为了减少电磁波到所述矩形波导12到所述腔体波导13的分界面上时产生的反射，改善阻抗匹配，使尽可能多的能量传到所述腔体波导13中。

所述相位梯度超表面3上设置有72个所述超材料单元31，所述超材料单元31之间的间距为10mm，72个所述超材料单元31平均分成两组，每组36个，两组所述超材料单元31对称分布于所述腔体波导13中轴线的两侧，两组所述超材料单元31之间的间隔为23mm。两组所述超材料单元31对称附着于所述介质基板32上表面的两侧，所述介质基板32的长为180mm、宽为63mm。所述金属地面33附着于所述介质基板32的下表面，尺寸与所述介质基板32相同。

进一步地，本实施例中天线的所述相位梯度超表面3的相位梯度方向为水平向右，与所述腔体波导13中能量流动的方向相反。如果改变所述超材料单元31之间的相位差，会改变天线辐射方向图波束偏移的角度。本实施例中天线在9GHz处的波束方向为垂直向上，并由于两侧对称超材料单元31的排布，使得辐射方向图产生双波束。

请参阅图6和图7，分别是超材料单元31的三个不同尺寸单元在7GHz～11GHz的频率范围内的交叉极化反射幅值和相位随频率变化的曲线图。从图中可以看出，改变超材料单元31谐振环开口的大小和超材料单元31旋转的角度都会改变其相位特性，三个单元的相位变化保持稳定，约为2π/3。但对超材料单元31的幅值改变不大，三个单元的幅值在整个频段内几乎一直大于0.8。

图8为本发明提供的类矩形腔体馈电的超材料结构天线实施例在7GHz～11GHz的频率范围内的反射系数随频率变化的曲线图。可以看到，本实施例中的天线的阻抗带宽为7.3GHz～10.8GHz，相对带宽约为38.7％。

图9至图12分别为本实施例在频率为8GHz、9GHz、10GHz和11GHz四个频率处的主极化方向图和实际增益。不同的频率其主极化方向与xoy平面的夹角不同，在8GHz出与xoy平面的夹角为6°，9GHz出与xoy平面的夹角为-4.5°，10GHz和11GHz与xoy平面的夹角分别为-10.5°和-13.5°。从图中可以看出在阻抗带宽内本实施例中的天线很好的实现了双波束。

图13为本发明提供的类矩形腔体馈电的超材料结构天线在8GHz～11GHz的频率范围内实际增益随频率变化的曲线图。从图中可以看到，本实施例中的天线在9GHz有最大实际增益，达到15.9dBi。

本发明中的所述馈电网络1是对矩形波导谐振腔的一种改进结构，电磁能量主要通过腔体波导13两侧长缝隙131进行辐射，利用这个特性，在两侧长缝隙131处放置相位梯度超表面3，通过辐射出来的能量来激励相位梯度超表面3，再通过超表面单元辐射的原理，设置相位梯度的方向与能量辐射的方向相反，从而使得相位梯度超表面3向自由空间辐射能量。相位梯度的方向与大小都会影响相位梯度超表面3能量的辐射方向，所以调整超表面单元的排布即可任意控制波束的角度。

以上所揭露的仅为本发明一种较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。