电压转换电路与电子装置

技术领域

本申请涉及电压转换技术领域，尤其是涉及电压转换电路与电子装置。

背景技术

对于电子装置中的供电系统而言，直流-直流转换电路为供电系统非常重要的元部件。直流-直流转换电路的主要构成电路为全桥LLC谐振变换器，全桥LLC谐振变换器的电路拓扑结构能够实现原边功率器件零电压切换(Zero-Voltage-Switch,ZVS)开通和副边整流二极管零电流切换(Zero-Current-Switch,ZCS)关断。目前，全桥LLC谐振变换器一般采用变频控制信号控制，但其输出电压范围较窄，工作在低压输出段时，效率低、可靠性和安全性差。

发明内容

为解决前述技术问题，本申请提供一种输出电压范围较宽的电压转换电路与电子装置。

本申请一实施例中提供一种电压转换电路，包括依次连接的逆变单元、谐振单元、变压器单元和输出整流单元。其中，所述逆变单元包括第一支路与第二支路，所述第一支路与所述第二支路并联于第一电压输入端的高压端与低压端之间，所述第一支路包括第一逆变输出端，所述第二支路包括第二逆变输出端，所述第一逆变输出端与所述第二逆变输出端配合输出第一交流电压，所述第一支路接收频率可调的控制信号，所述第二支路接收占空比可调的控制信号。所述逆变单元自所述第一电压输入端接收第一直流电压并将所述第一直流电压逆变转换为所述第一交流电压，所述谐振单元对所述第一交流电压进行谐振并输出谐振电流，所述变压器单元接收所述谐振电流且通过电磁的形式输出感应电流，所述输出整流单元用于对所述感应电流进行整流后获得第二直流电压。

在一种实施例中，所述第一支路接收的所述频率可调的控制信号的占空比与所述第二支路接收的所述占空比可调的控制信号的占空比不同。

在一种实施例中，所述第一支路包括串联于所述高压端与所述低压端之间的第一开关与第二开关，所述第一开关在所述频率可调的控制信号中的第一控制信号控制下处于导通状态或者截止状态，所述第二开关在所述频率可调的控制信号中的第二控制信号控制下处于导通状态或者截止状态，所述第一控制信号与所述第二控制信号为占空比相同、频率相同且相位相反的脉冲信号。

在一种实施例中，所述第二支路包括串联于所述高压端与所述低压端之间的第三开关与第四开关，所述第三开关在所述占空比可调的控制信号中的第三控制信号控制下处于导通状态或者截止状态，所述第四开关在所述占空比可调的控制信号中的第四控制信号控制下处于导通状态或者截止状态，所述第三控制信号与所述第四控制信号的占空比之和为1，且所述第三控制信号与所述第四控制信号是频率相同且相位相反的脉冲信号。

在一种实施例中，所述第一开关包括第一控制端、第一导电端与第二导电端，所述第一控制端用于接收所述第一控制信号，所述第一导电端电性连接于所述高压端，所述第二导电端电性连接于所述第一逆变输出端；所述第二开关包括第二控制端、第三导电端与第四导电端，所述第二控制端用于接收所述第二控制信号，所述第三导电端电性连接于所述第一逆变输出端，所述第四导电端电性连接于所述低压端；所述第三开关包括第三控制端、第五导电端与第六导电端，所述第三控制端用于接收所述第三控制信号，所述第五导电端电性连接于所述高压端，所述第六导电端电性连接于所述第二逆变输出端；所述第四开关包括第四控制端、第七导电端与第八导电端，所述第三控制端用于接收所述第三控制信号，所述第七导电端电性连接于所述第二逆变输出端，所述第八导电端电性连接于所述低压端。

在一种实施例中，所述第三控制信号的占空比的范围为0-50％，所述第四控制信号的占空比为50％-100％。

在一种实施例中，所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号和所述第四控制信号的频率相同，所述第一控制信号的占空比与所述第三控制信号的占空比不同；和/或，所述第二控制信号的占空比与所述第四控制信号的占空比不同。

在一种实施例中，所述电压转换电路在多个在时间上连续的转换周期执行电压转换，所述转换周期包括在时间上依次排列、连续且无交叠的第一时间段、第二时间段与第三时间段，其中，在一个所述电压转换内，

在所述第一时间段中，所述第一控制信号处于低电平，所述第二控制信号处于高电平，所述第三控制信号处于高电平，所述第四控制信号处于低电平；

在所述第二时间段中，所述第一控制信号处于低电平，所述第二控制信号处于高电平，所述第三控制信号自高电平跳变为低电平，所述第四控制信号自低电平跳变为高电平；

在所述第三时间段中，所述第一控制信号由低电平跳变为高电平，所述第二控制信号自高电平跳变为低电平，所述第三控制信号处于低电平，所述第四控制信号处于高电平；

所述第一时间段与所述第二时间段的时间长度之和等于所述第三时间段的时间长度。

在一种实施例中，所述第一时间段为自第一时刻至第二时刻的时间段，所述第二开关与所述第三开关导通，所述谐振电流沿着第一方向流通并且自所述变压器单元传输至所述输出整流单元；

所述第二时间段为自所述第二时刻至第三时刻的时间段，所述第一开关与所述第三开关截止，所述第二开关与所述第四开关导通，所述第一交流电压电压为0V，所述谐振电流经由所述第二开关和所述第四开关形成回路；

所述第三时间段为自所述第三时刻至第四时刻，所述第一开关与所述第三开关导通，所述谐振电流沿着第二方向流通并且自所述变压器单元传输至所述输出整流单元，所述第一方向与所述第二方向相反。

在一种实施例中，在所述第二时刻，所述第三控制信号由高电平跳变为低电平后，所述谐振电流为所述第三开关的电容充电，并为所述第四开关的寄生电容放电，当所述第四开关的寄生电容放电至0V时，所述第四开关的反向并联体二极管导通续流，在所述第四开关管体二极管续流时，所述第四控制信号跳变为高电平并控制所述第四开关零电压导通。

在所述第三时刻，所述第二控制信号由高电平跳变为低电平后，所述第二开关截止，所述谐振电流为所述第二开关的寄生电容充电，并为所述第一开关的电容放电，当所述第一开关的电容放电至0V时，所述第一开关的反向并联体二极管开始导通续流，在所述第一开关管的体二极管续流过程中，所述第一控制信号跳变为高电平而控制所述第一开关导通，控制所述第一开关零电压开关导通。

在本申请一种实施例中，还提供一种电子装置，包括高压储能模组、前述电压转换电路以及低压储能模组。其中，所述高压储能模组用于输出第一直流电压。所述电压转换电路电性连接所述高压储能模组，用于将所述第一直流电压转换为第二直流电压。所述低压储能模组电性连接电压转换电路，用于自所述电压转换电路接收所述第二直流电压并且进行储能。

相较于现有技术，通过将对电压转换电路中逆变单元不同桥臂功能的划分，实现了执行调宽的第二支路的定频移相控制和执行调频第一支路的频率控制的相互结合，保证了电压转换电路中逆变单元中功率开关器件的软开关，降低了开关损耗，同时使得输出的第二直流电压的电压范围得到有效拓宽。因此在不增加和改变原有电路的基础上，仅通过调整控制信号的占空比，温升低，整机效率高，安全可靠性高，输出电压更宽、低压端长时间输出功率大等。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请一实施例中电子装置的功能框图。

图2为图1所示电压转换电路的具体电路结构示意图。

图3为图2所示第一开关的电路结构示意图。

图4为图2所示电压转换电路中开关频率和电压增益曲线示意图。

图5为图2所示电压转换电路各节点电压与电流的波形示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

如图1所示，其为本申请一实施例中电子装置1的功能框图，如图1所示，电子装置1包括有充电系统10。充电系统10包括高压储能模组101、电压转换电路100以及低压储能模组102。

高压储能模组101用于输出第一直流电压D1。

电压转换电路100电性连接高压储能模组101，用于将第一直流电压D1转换为第二直流电压D2。第一直流电压D1大于第二直流电压D2。本实施例中，电压转换电路100也即是DC-DC转换电路，第一直流电压D1的电压范围为：150V-500V，第二直流电压D2的电压范围为5V-24V。

低压储能模组102电性连接电压转换电路100，用于自电压转换电路100接收第二直流电压D2并且将第二直流电压D2转换为电能进行存储。同时，低压储能模组102则针对其他功能电路进行供电。

本实施例中，电子装置1可以为电动汽车，前述其他功能电路包括车载供电系统(On board supply system)、仪表盘、车窗控制电路、转向灯等。当然，充电系统10也可以应用到其他领域，例如便携式电子设备，并不以此为限。

请参阅图2，其为图1所示电压转换电路100的具体电路结构示意图。本实施例中，以电压转换电路100为LLC全桥谐振变换电路。

电压转换电路100包括逆变单元11、谐振单元12、变压器单元13、输出整流单元14以及负载电路15。本实施例中，负载电路15即为如图1所示的低压储能模组102或者其他功能模组。

具体地，逆变单元11用于自第一电压输入端Vin接收第一直流电压D1，并将第一直流电压D1逆变转换为第一交流电压AC1。本实施例中，逆变单元11为单相全桥逆变电路。

谐振单元12电性连接逆变单元11，用于构成谐振腔以形成谐振回路，谐振单元12接收第一交流电压AC1后通过谐振回路进行谐振，从而输出谐振电流iLr。

变压器单元13电性连接谐振单元12，用于接收谐振电流iLr并且通过电磁的形式传输出交变电流。

输出整流单元14电性连接于变压器单元13，输出整流单元14用于针对自变压器单元13接收的交变电流执行整流，从而转换为第二直流电压D2。

负载电路15电性连接输出整流单元14，接收第二直流电压D2执行能量存储或者在第二直流电压D2驱动下执行相应的功能。

如图2所述，第一电压输入端Vin包括高压端V+与低压端V-，高压端V+与低压端V-配合自高储能模组101(图1)获得第一直流电压D1。本实施例中，低压端V-为接地参考端GND。

逆变单元11包括第一支路111与第二支路112。第一支路111与第二支路112并联于高压端V+与低压端V-之间。其中，第一支路111包括第一逆变输出端NA，第二支路112包括第二逆变输出端NB，第一支路111与第二支路112构成导电通路，并且自第一逆变输出端NA与第二逆变输出端NB输出第一交流电压AC1。

经过研究发现，由逆变单元11、谐振单元12构成的全桥LLC谐振变换电路中，仅采用变换频率的方式(变频控制)控制逆变单元11的工作时，当输出电压小于输入电压时，LLC工作频率将大于固有谐振频率。由于功率器件开关频率的限制，LLC输出电压不可能比输入电压低太多，从而导致输出电压范围较窄，从而发现目前采用的全桥LLC谐振变换电路导致电压转换电路100输出电压范围较窄的原因。

另外，经过研究还进一步发现，虽然LLC谐振变换电路可以实现原边功率器件ZVS开通，但是关断是硬关断，在LLC输出电压低于输入电压越多时，工作频率就越大，关断损坏就越高，在带载较大时，导通损坏也大、效率就较低，即工作在低压输出段时效率较低。并且，当LLC在低压段重载或满载工作时，由于原边功率管的开关频率高，造成温升上升较快，温升应力会出现不足，导致出现热失效炸管等风，也即是当输出电压较低时，可靠性和安全性差。

由此，本申请一实施例中，针对第一支路111与第二支路112采用控制信号频率调整与占空比调整结合进行控制，实现从而有效保证LLC谐振变换电路输出电压范围足够宽、电压转换效率较高，且可靠性与安全性有效得到提高。

具体地，第一支路111包括串联于高压端V+与低压端V-之间的第一开关S1与第二开关S2。第一开关S1包括第一控制端CS1、第一导电端ES1与第二导电端ES2。第二开关S2包括第二控制端CS2、第三导电端ES3与第四导电端ES4。

第一控制端CS1用于接收第一控制信号P1，第二控制端CS2用于接收第二控制信号P2。第一控制信号P1、第二控制信号P2为占空比相同、频率相同但是相位相反的脉冲信号。本实施例中，第一控制信号P1、第二控制信号P2的占空比为50％。

第一导电端ES1电性连接于高压端V+，第二导电端ES2电性连接于第一逆变输出端NA。

第三导电端ES3电性连接于第一逆变输出端NA，第四导电端ES4电性连接于低压端V-。

本实施例中，第一开关S1和第二开关S2为金属-氧化物-半导体-场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor,MOS管)。

对于第一开关S1而言，当其为MOS管时，第一控制端CS1为MOS管的栅极G(未标示)，第一导电端ES1为MOS管的漏极D(未标示)，第二导电端ES2为MOS管的源极S(未标示)。

对于第二开关S2而言，当其为MOS管时，第二控制端CS2为MOS管的栅极G(未标示)，第三导电端ES3为MOS管的漏极D(未标示)，第四导电端ES4为MOS管的源极S(未标示)。

进一步的，第二支路112包括串联于高压端V+与低压端V-之间的第三开关S3与第四开关S4。第三开关S3包括第三控制端CS3、第五导电端ES5与第六导电端ES6。第四开关S4包括第四控制端CS4、第七导电端ES7与第八导电端ES8。

第三控制端CS3用于接收第三控制信号P3，第四控制端CS4用于接收第四控制信号P4。第三控制信号P3与第四控制信号P4为频率相同但是相位相反的脉冲信号，且第三控制信号P3的占空比与第四控制信号P4的占空比之和为1。本实施例中，第三控制信号P3的占空比的范围为0-50％，第四控制信号P4的占空比为50％-100％。

当然，在本申请其他实施例中，第三控制信号P3的占空比的范围为50％-100％，第四控制信号P4的占空比为0-50％。

第五导电端ES5电性连接于高压端V+，第六导电端ES6电性连接于第二逆变输出端NB。第七导电端ES7电性连接于第二逆变输出端NB，第八导电端ES8电性连接于低压端V-。

本实施例中，第三开关S3和第四开关S4为金属-氧化物-半导体-场效应晶体管(MOS管)。

对于第三开关S3而言，当其为MOS管时，第三控制端CS3为MOS管的栅极G(未标示)，第五导电端ES5为MOS管的漏极D(未标示)，第六导电端ES6为MOS管的源极S(未标示)。

对于第四开关S4而言，当其为MOS管时，第四控制端CS4为MOS管的栅极G(未标示)，第七导电端ES7为MOS管的漏极D(未标示)，第八导电端ES8为MOS管的源极S(未标示)。

第一控制信号P1、第二控制信号P2的频率与第三控制信号P3、第四控制信号P4的频率相同，但是第一控制信号P1、第二控制信号P2的占空比与第三控制信号P3、第四控制信号P4的占空比不同。

本实施例中，第一支路111用于调整电压转换的频率，第二支路112用于接收整脉宽度可调的控制信号，从而有效保证第二直流电压D2的变化范围足够宽。

本实施例中，第一开关S1～第四开关S4均为N型的MOS管。当然，可变更的，在本申请其他实施例中，第一开关S1～第四开关S4均为P型的MOS管。

谐振单元12响应逆变单元11中第一开关S1～第四开关S4的操作，输出交替变换的谐振电流iLr。

谐振单元12包括依次串联的谐振电容Cr、谐振电感Lr以及励磁电感Lm，且谐振电感Lr、谐振电容Cr以及励磁电感Lm串联于第一逆变输出端NA与第二逆变输出端NB之间，构成LLC谐振腔。

与谐振电感Lr和谐振电容器Cr有关的特征限定谐振单元12具有第一谐振频率fr，同时与谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr有关的特征限定谐振单元12具有第二谐振频率fm。第一谐振频率fr大于第二谐振频率fm。

具体地，励磁电感Lm在LLC谐振过程中，根据其参与的谐振的情况，可以产生两个谐振频率fm和fr。其中：

变压器单元13包括初级感应线圈131与次级感应线圈132，初级感应线圈131与励磁电感Lm并联。谐振电流iLr在流过谐振电感Lr、谐振电容Cr以及励磁电感Lm的同时，也一并流过初级线圈131。谐振电流iLr在流过初级线圈131时，响应于流过变压器单元13的初级感应线圈131的谐振电流iLr的振荡，通过电磁感应的方式，自次级感应线圈132输出感应电流。

具体地，感应电流是基于通过变压器单元13的磁芯(未标示)的磁通量由谐振电流iLr感应产生的。感应电流的流动方向对应于谐振电流iLr的流动方向以及基于通过变压器13中磁芯的磁通量的方向。

输出整流单元14电性连接于变压器单元13的次级线圈132，用于将感应电流整流转换为第二直流电压D2。本实施例中，输出整流单元14可以为两个阳极分别串联于次级线圈132两个输出接头的二极管构成。例如，输出整流单元14中的两个整流二极管构成一对直流(DC)整流器，该DC整流器基于感应电流的流动方向交替传导输出第二直流电压D2。

输出整流单元14电性连接于第一电压输出端Vout，用于输出第二直流电压D2。

负载电路15包括负载电容Co与负载电阻Ro，负载电容Co与负载电阻Ro电性连接于第一电压输出端Vout，在第二直流电压D2的驱动下执行电能存储以及执行相应的功能。

请参阅图3，图3为图2第一开关的电路结构示意图。如图3所示，第一开关S1为MOS管，包括在MOS管的漏极D和源极S之间并联耦合的寄生电容CP和体二极管DB。寄生电容CP和体二极管DB可以由MOS管的制造而产生，从而使得寄生电容CP和体二极管DB集成到MOS管的设计中。寄生电容CP和体二极管DB连同MOS管在第一～第四开关信号P1-P4的交互，可以被实施为以零电压切换(Zero-Voltage-Switch,ZVS)方式切换到第四开S4的MOS管。

第二～第四开关S2-S4的电路结构、工作过程与工作原理与图3所示的第一开关S1的电路结构、工作过程以及工作原理相同，在此不再赘述。

请继续参阅附图2，电压转换电路100工作在不同频率逆变交流电输入条件下时，存在三种不同的工作模式：

1)当它工作在大于fr的交流频率下，电压转换电路100中逆变单元11工作在ZVS开通，输出整流单元14中整流器工作在零电流切换(Zero-Current-Switch,ZCS)关断状态，此时Lm不参与LLC谐振过程。

2)当它工作在小于fr且大于fm频率区间时，此时电压转换电路100中逆变单元11中的开关器件ZVS开通，输出整流单元14中整流器ZCS关断状态，此时Lm参与LLC谐振过程。

3)当它工作在小于fm频率区间时，由于该区间功率器件是应开关开通，开关损耗较大，温升较快，是LLC禁止工作的区域，所以这里不做分析。

针对上面存在的几种工作模式，为了简便分析，在忽略高次谐波的基础上，通过采样基波分析法FHA推导和计算出电压转换电路100在不同带载能力下的电压增益公式：

其中：fn＝fs/fr为开关频率的标准化，fs是逆变单元11中由第一开关S1～S4构成的全桥功率器件开关的频率。

k＝Lm/Lr。

Q为品质因素，具体计算方式为：

N为变压器单元13中原边线圈匝数与副边线圈匝数的比值，Z0为特征阻抗，具体计算公式为：

根据电压增益公式，结合实际需求的参数设计，假设设定k＝3.8时，可以绘制出开关频率和电压增益曲线如图4所示，其中，图4为图2所示电压转换电路100中开关频率和电压增益曲线示意图。

如图4所示，由增益曲线可得知：

当品质因数Q值固定时，电压增益在fs＝fr，即fn＝1时，M＝1；在fn＞1时，M＜1，此时LLC工作在降压模式。在fn＜1时，M＞1，此时电压转换电路100工作在升压模式。

当品质因数Q值变化时，电压增益曲线会根据输出功率和输出电压的关系呈现不同的变化。当Q值越大时，电压可实现最大增益越小。

因此，根据电压增益曲线可知，当输入电压为最小值时，若是开关频率无穷大，带载输出能力要求不高的情况下，电压转换电路能够实现足够宽的调节范围，甚至满足输出电压为0V。然而，基于功率器件实际的可允许工作频率限制，以及负载电路15对电压转换电路100输出功率和效率的要求，导致电压转换电路100输出的第二直流电压D2的电压输出无法实现更宽。

请参阅图5，其为图2所示电压转换电路100各节点电压与电流的波形示意图。如图5所示，符号标记P1～P4分别表征了四个控制信号P1～P4的波形示意图，VAB为第一逆变输出端NA与第二逆变输出端NB配合输出第一交流电压AC1的波形示意图，iLr为谐振单元12输出的谐振电流iLr的波形示意图。t0、t1、t2、t3时刻分别为时间上具有先后关系的第一时刻、第二时刻、第三时刻与第四时刻的时间标记。

现结合图2与图5，具体说明控制电压转换电路100实现电压转换的过程。如图5所示，在t0表征的第一时刻，第一控制信号P1和第四控制信号P4正由高电平切换到低电平，第二控制信号P2和第三控制信号P3由正由低电平切换到高电平，同时，第一控制信号P1、第二控制信号P2、第三控制信号P3、第四控制信号P4是相同的工作频率。

在t0-t1表征的第一时刻至第二时刻时间段内，第一控制信号P1和第四控制信号P4为低电平、第二控制信号P2和第三控制信号P3为高电平。此时，结合图2可知，此时VAB为负母线电压，iLr了完成了从正向电流到反向电流的转换，实现了谐振电流由原边向副边功率的传递。

在t1-t2表征的第二时刻至第三时刻时间段内，第一控制信号P1和第三控制信号P3为低电平、第二控制信号P2和第四控制信号P4为高电平。对应地，第一开关S1与第三开关S3关闭，第二开关S2与第四开关S4导通，第一逆变输出端NA被钳位至接地端GND对应的零电压，第二逆变输出端NB也被钳位至接地端对应的零电压，此时VAB为零，那么输入谐振回路中谐振腔的电能为0，谐振电流iLr经由第二开关S2和第四开关S4形成回路。

其中，在t1时刻，第三控制信号P3由高电平跳变为低电平后，谐振电流iLr电流先给第三开关S3内的寄生电容CP充电，并给第四开关S4的寄生电容CP放电，当第四开关S4的寄生电容CP放电至0V时，第四开关S4的反向并联体二极管DB开始导通续流，在第四开关管S4体二极管DB续流过程中，第四控制信号P4跳变为高电平而导通第四开关S4，实现第四开关S4的ZVS导通。

在t2-t3表征的第三时刻至第四时刻时间段内，第一控制信号P1和第四控制信号P4为高电平、第二控制信号P2和第三控制信号P3为低电平，此时VAB为正值母线电压。谐振电流iLr了完成了从反向电流到正向电流的转换。

在t2时刻，第二控制信号P2由高电平跳变为低电平后，第二开关S2截止，但是谐振电流iLr电流会先给第二开关S2的寄生电容CP充电，并给第一开关S1的寄生电容CP放电，当第一开关S1的电容放电至0V时，第一开关S1的反向并联体二极管DB开始导通续流，在第一开关管S1体二极管DB续流过程中，第一控制信号P1跳变为高电平而导通第一开关S1，实现第一开关S1的ZVS导通，同时完成了谐振电流由原边向副边功率的传递。

由此，当电压转换电路100执行谐振全桥逆变工作频率固定且负载恒定时，电压增益M可以表示为：

M＝N*Vo/(Vin(D+50％))

电压转换电路100全桥LLC的电压增益为：

M_F＝N*Vo/Vin

其中，D为第二支路112中第三开关S3对应的第三控制信号P3的占空比，其可调范围为0-50％；N为变压器单元13中原副边匝比；Vo为负载电路15上的电压；Vin为电压转换电路100中加载至第一逆变输出端NA与第二逆变输出端NB的电压。

电压增益M为电压转换电路100工作于固定频率而仅针对第二支路112执行占空比调节下的电压增益。M_F表示电压转换电路100工作于全桥调频模式下的增益。当D＝0时，增益为全桥工作增益的一半；当D＝0.5时，M增益就等于全桥增益。

对比电压增益，当第一交流电压AC1、逆变单元11中开关频率以及负载电路15中负载相同时，随着第二支路112执行脉冲信号占空比调整，进而针对第三开关S3接收到的第三控制信号P3的占空比进行调整，从而实现第二直流电压D2的电压范围更宽，甚至可以达到第一直流电压D1的电压的一半。

通过对电压转换电路100中逆变单元11不同支路(桥臂)功能的划分，实现了执行调宽的第二支路112的定频移相控制和执行调频的第一支路111的PFM控制的相互结合，保证了电压转换电路100中逆变单元11中功率开关器件的ZVS与ZCS控制，即使得电压转换电路100中逆变单元11中功率开关器件准确实现软开关功能，降低了开关损耗，同时使得输出的第二直流电压D2的电压范围得到有效拓宽。因此在不增加和改变原有电路的基础上，仅通过调整控制信号的占空比，即可保证电压转换电路100的温升低，整机效率高，安全可靠性高，输出电压更宽、低压端长时间输出功率大等。

可见，本实施例电压转换电路100基于第一～第四控制信号P1～P4的固定频率和调节的占空比，电压转换电路100能够改善输入和负载调节操作，从而保证电压转换电路10的输出电压调节范围较大，且电磁干扰(EMI)得到显著改善。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。