一种用于级联H桥型电源转换器的脉宽调制方法

技术领域

本发明涉及电子线路领域，具体涉及一种用于级联H桥型电源转换器的脉宽调制方法。

背景技术

电源转换系统通常接收交流电源并将其转换为内部的直流电力，以便随后转换为交流输出电源以提供给负载。现有技术中的电源转换器多数是基于低压(LV)的设备。例如在不间断电源(UPS)应用中，电源转换器无法直接连接中压(MV)电网(例如中国标准10KV中压电网或者美国标准13.8KV/4.16KV中压电网)，而是需要通过一个庞大的变压器连接到所述中压电网。而新型的中压电源转换器则能够直接将其AC/DC电源转换部分连接到中压电网，同时能够提供更高的功率密度，调剂速度快，因此更加高效小巧。中压电源转换器的一种优选结构采用由多个串联的H桥构成的级联H桥(CHB)多电平拓扑结构，其具有电平数多、谐波特性好、易于实现高压和大容量等突出优点，非常适合应用于超大规模电源。但是相比其意欲取代的传统变压器的寿命年限(例如约20年)，这一类中压电源转换器自身使用寿命仍需进一步改进以延长，从而实现更好的产品竞争力。

发明内容

针对现有技术存在的上述技术问题，本发明第一方面提供了一种用于级联H桥型中压电源转换器的脉宽调制方法，其中连接到三相交流电的所述级联H桥型中压电源转换器的每一相具有n个级联的H桥整流部分，其中n大于1，每个所述H桥整流部分具有第一交流输入端、第二交流输入端、正直流输出端和负直流输出端、四个布置为H桥型连接的功率开关管以及直流母线电容；

所述每一相的所述n个级联的H桥整流部分采用如下脉宽调制方法：

步骤一，产生相位差为180°的一对正弦信号作为第一参考波形和第二参考波形，以及产生n个电平依次下降且幅值相等的载波信号以分别对应n个所述H桥整流部分，所述n个载波信号的电平层叠并填充所述参考波形的单极性半周的电压幅值；

步骤二，根据所述参考波形与n个所述载波信号中的每一个确定用于控制相应H桥整流部分的脉宽调制信号，并由n组所述脉宽调制信号控制所述n个H桥整流部分中的所述功率开关管的开关动作。

优选地，其中所述H桥整流部分包括功率开关管T1和T2串联形成的第一桥臂、功率开关管T3和T4串联形成的第二桥臂，其中功率开关管T1和T2之间的节点连接到所述H桥整流部分的所述第一交流输入端，所述功率开关管T3和T4之间的节点连接到所述H桥整流部分的第二交流输入端，所述第一桥臂、第二桥臂和直流母线电容并联到所述H桥整流部分的所述正直流输出端和负直流输出端之间。

优选地，其中步骤一包括：

根据所述第一参考波形产生控制功率开关管T1、T2的脉宽调制信号，根据所述第二参考波形产生控制功率开关管T3、T4和的脉宽调制信号；其中

功率开关管T1、T2的脉宽调制信号互补，功率开关管T3、T4的脉宽调制信号互补。

优选地，其中所述步骤二还包括：

当第一参考波形处于所述单极性半周，且功率开关管T1、T2、T3和T4均处于非脉宽调制工作时间内时，控制功率开关管T1和T3的脉宽调制信号均被固定在高电平，且控制功率开关管T2和T4的脉宽调制信号均被固定在低电平。

优选地，其中对于所述n个级联的H桥整流部分中的每一个，轮替使用所述n个载波信号中的不同载波信号所生成的脉宽调制信号对其进行脉宽调制。

优选地，其中所述级联H桥型中压电源转换器的每一相具有n+m个级联的H桥整流部分，其中n个H桥整流部分用于整流，m个的H桥整流部分用作冗余级，n和m大于1；所述H桥整流部分中的每一个具有第一交流输入端、第二交流输入端、正直流输出端和负直流输出端、四个布置为H桥型连接的功率开关管以及直流母线电容；

每一相中的所述n+m个级联的H桥整流部分采用如下脉宽调制方法：

步骤一，产生相位差为180°的一对正弦信号作为第一参考波形和第二参考波形，以及产生n+m个电平依次下降且幅值相等的载波信号，其中电平最高的n个所述载波信号分别对应n个所述H桥整流部分，所述n+m个载波信号的电平层叠并填充所述参考波形的整个周期的电压幅值；

步骤二，根据所述参考波形与n个所述载波信号中的每一个确定用于控制相应H桥整流部分的脉宽调制信号，并由n组所述脉宽调制信号控制所述n个H桥整流部分中的所述功率开关管的开关动作。

优选地，作为替代，在步骤一中所述n+m个载波信号的电平层叠并填充所述参考波形单极性半周的电压幅值。

优选地，其中所述H桥整流部分包括功率开关管T1和T2串联形成的第一桥臂、功率开关管T3和T4串联形成的第二桥臂，其中功率开关管T1和T2之间的节点连接到所述H桥整流部分的所述第一交流输入端，所述功率开关管T3和T4之间的节点连接到所述H桥整流部分的第二交流输入端，所述第一桥臂、第二桥臂和直流母线电容并联到所述H桥整流部分的所述正直流输出端和负直流输出端之间；以及

其中所述H桥整流部分的每一个的第一交流输入端和第二交流输入端之间具有旁路开关。

优选地，其中所述旁路开关为双向可控硅，所述脉宽调制方法还包括：

对于至少一个所述H桥整流部分，当所述功率开关管T1、T2、T3和T4同时处于非脉宽调制工作时间内且流经功率开关管T2和T4的交流电流处于幅值单调降低至过零的时间段内时，控制所述H桥整流部分的双向可控硅导通，从而将所述H桥整流部分旁路。

优选地，其中所述旁路开关为两个反并联的绝缘栅双极型晶体管，所述脉宽调制方法还包括：

对于至少一个所述H桥整流部分，当所述功率开关管T1、T2、T3和T4同时处于非脉宽调制工作时间内时，控制所述两个反并联的绝缘栅双极型晶体管导通，从而将所述H桥整流部分旁路。

优选地，其中对于所述n个级联的H桥整流部分中的每一个，轮替使用所述电平最高的n个载波信号中的不同载波信号所生成的脉宽调制信号对其进行脉宽调制。

优选地，其中所述功率开关管为反并联有二极管的N型金氧半场效应晶体管或者绝缘栅双极型晶体管。

本发明的第二方面提供一种用于连接到三相交流电源的级联H桥型中压电源转换器，所述级联H桥型中压电源转换器的每一相具有n个级联的H桥整流部分，以及与每个H桥整流部分的输出所对应的DC/DC转换部分、DC/AC逆变部分；其中，所述H桥整流部分具有第一交流输入端、第二交流输入端、正直流输出端和负直流输出端、四个布置为H桥型连接的功率开关管以及直流母线电容；其特征在于

还包括控制模块，所述控制模块根据权利要求1至12其中之一的脉宽调制方法控制至少一个所述H桥整流部分的所述功率开关管开关。

优选地，所述的级联H桥型中压电源转换器，其特征在于

所述DC/DC转换部分的输入端连接到所述H桥整流部分的正直流输出端和负直流输出端；以及

所述DC/DC转换部分采用隔离型DC/DC电路，其包括通过变压器隔离的DC转换器初级侧和DC转换器次级侧。

根据本发明的级联H桥型中压电源转换器不需要传统的变压器即可将中压电网与低压侧直接耦合，降低了热损耗的同时均衡了热损耗在各个开关管之间以及在各级H桥之间的分布，从而提升了使用寿命。

附图说明

以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：

图1示出了根据本申请一个优选实施例的级联H桥型中压电源转换器与三相市电连接的示意图；

图2示出了图1中所述的级联的H桥整流部分的一个具体实施例的示意图；

图3示出了图2所示的级联的H桥整流部分中每一个H桥的内部结构；

图4a示出了对图3所示出的级联H桥整流部分所施加的现有技术中的电平转换脉宽调制波形示意图；

图4b示出了根据本发明第一实施例对级联H桥整流部分所施加的移电平电平转换脉宽调制波形示意图；

图5a和图5b分别示出了根据图4a和图4b所示的脉宽调制波形控制的H桥CHB1的输出电压、H桥CHB1的T1-T4的电流以及结温变化曲线；

图6示出了根据实施例二的移电平电平转换脉宽调制波形控制T1-T4的示例以及相应的结温数据；

图7示出了根据实施例三的一种3+1冗余型的级联H桥型中压电源转换器的H桥整流电路部分的优选实施例；

图8举例示出了用于图7所示的H桥整流电路的用于生成脉宽调制信号的载波和参考波形；

图9举例示出了实施例三的另一变形的用于生成脉宽调制信号的载波和参考波形；

图10示出了根据图9所示的载波和参考波形生成的脉宽调制信号控制的H桥CHB31的输出电压、T1-T4的电流以及结温变化曲线；

图11示出了根据本发明第一个实施例的脉宽调制波形控制的第一H桥CHB1的T1和T2的电流曲线，T3和T4的电流曲线；

图12示出了根据本发明第四个实施例的脉宽调制波形控制的H桥CHB31的T1和T2的电流曲线，T3和T4的电流曲线，B1和B2的电流曲线以及T1-T4的结温曲线；

图13示出了根据本发明第四个实施例的一个变形的脉宽调制波形控制的H桥CHB31的T1和T2的电流曲线，T3和T4的电流曲线，B1和B2的电流曲线以及T1-T4的结温曲线；

图14示出了实施例四的又一变形的其中一个H桥的具体结构；

图15示出了图1所示的电源转换器中用于接收其中一个H桥的整流输出的隔离型DC/DC电路的一个具体实施例；

图16示出了图15所示的隔离型DC/DC电路的一个变形；

图17示出了图16所示的隔离型DC/DC电路的另一变形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。

图1示出了根据本申请一个优选实施例的级联H桥型中压电源转换器与三相市电连接的示意图。

级联H桥型中压电源转换器主要包括用于接收中压电网交流电的滤波部分、级联的H桥整流部分、DC/DC转换部分，以及DC/AC逆变部分。所示电源转换器的DC/DC转换部分采用隔离型DC/DC电路，包括通过变压器隔离的DC转换器(DCC)初级侧和DC转换器次级侧，DC转换器次级侧的低压直流(LVDC)总线将低压直流电提供到DC/AC逆变部分，从而逆变输出低压交流(LVAC)电并对负载供电。其中，如图1所示，所述电源转换器的三相的每一相包括n个级联的功率单元，n为大于1的整数，例如可以是3、5、8、15甚至更大。图1示出了其中一个单个功率单元。本领域技术人员可知，为了更清楚地示出本发明的电路连接关系，图1未示出其中的DC/AC逆变部分、负载、控制装置和用于检测电压的检测装置等电路模块。

实施例一

图2示出了图1中所述的级联的H桥整流部分的一个具体实施例的示意图。其中，该级联的H桥整流电路部分针对三相电路的其中一相。为了便于简化说明，H桥整流电路由三个H桥级联构成：H桥CHB1、CHB2、CHB3，每个H桥包括两个交流输入端，所述两个交流输入端用于使H桥CHB1、CHB2、CHB3依次串联在单相交流电源和中性点之间。

图3示出了图2所示的级联的H桥整流部分中每一个H桥的内部结构。如图3所示，由四个功率开关管构成H桥,此实施例中四个功率开关管由分别反并联有二极管D1-D4的绝缘栅双极型晶体管T1-T4构成，其中T1和T2串联形成第一桥臂，T3和T4串联形成第二桥臂。T1发射极和T2集电极连接形成的节点连接到单相交流电的第一交流输入端101，T3发射极和T4集电极连接形成的节点作为第二个交流输入端102，连接到下一级的H桥的交流输入端，对于最后一个级联的H桥，第二个交流输入端102连接到中性点。在第一交流输入端101和第二个交流输入端102之间串联有用于执行旁路的双向可控硅103，所述双向可控硅103由单向可控硅B1和B2反并联构成。

T3集电极和T4发射极分别连接到正直流母线104和负直流母线105作为整流单元的输出，正负直流母线之间连接有直流母线电容106，第一桥臂、第二桥臂和直流母线电容106并联。

发明人发现，对于具有多个功率半导体开关器件(如T1-T4)的级联H桥型中压电源转换器，功率半导体开关器件发生的故障占到该系统总体故障的约40％，这意味着以延长中压电源转换器总寿命为目的的改进方向应当重点关注如何延长其中的功率半导体开关器件的寿命。影响功率半导体开关器件寿命的因素主要是其温度波动水平、峰值温度、热循环效率等，而这些特征与功率半导体开关器件的半导体芯片结温直接相关，其中，芯片结温取决于其损耗，该损耗主要来自以下两种使用场景：当开关器件导通并有电流经过时会产生导通损耗，以及当开关器件受控进行开关动作时会产生开关损耗。在本申请所述的电源转换器的实际工作模式中，每一个功率半导体开关器件的芯片都需要长时间工作于脉宽调制(PWM)控制模式，即需要被高频开关，因此芯片的损耗主要来自于开关过程。因此本申请以实现在脉宽调制工作状态中更低的开关损耗为主要设计目标，意欲实现更长使用使用寿命的级联H桥型中压电源转换器。

图4a示出了对图3所示出的级联H桥整流部分所施加的现有技术中的电平转换脉宽调制波形示意图。其中载波C1’、载波C2’和载波C3’(三者均为堆叠密度较高的三角载波)分别用于产生控制H桥CHB1、CHB2和CHB3中开关管的开关的控制信号。对于三个H桥中的任意一个，图4a示出了一条相位为180°(以左侧坐标轴原点为参考零点)的正弦调制信号作为T1、T2的参考波形Ref1，而用于T3、T4的参考波形Ref2相位为零的正弦波(图4a未示出)，两者仅需保证相对相位差为180°即可。对于H桥结构，同一桥臂的两个开关管要避免同时导通，例如T1、T2不能同时导通，T3、T4不能同时导通，因此如图4a所示，用于控制T1和T2的栅极信号保持相反或互补，其他同一桥臂的两个开关管也是如此。可以看到，现有技术中的载波即包括单极性载波，也包括双极性载波，且对T1-T4的栅极所施加的脉宽调制控制信号需要持续较长的工作时间，这样的高频开关无疑加剧了各个开关管的开关损耗。

图4b示出了根据本发明第一实施例对级联H桥整流部分所施加的移电平电平转换脉宽调制波形示意图。其中，用于生成控制T1、T2的开关管栅极的信号的参考波形Ref1(以及未示出的控制T3、T4的开关管栅极的信号的参考波形Ref2)与根据图4a的现有技术中参考波形一致，但所生成的载波C1、载波C2和载波C3(三者均为堆叠密度较高的三角载波)的电平均向上移至各自的电平幅值占据参考波形Ref1电压正半周的三分之一，且均为正的单极性载波。位于第一级的H桥CHB1对应的载波C1的电平值占据参考波形电压正半周最上端的三分之一，第二级H桥CHB2和第三级H桥CHB3的载波C2和载波C3的电平值依次向下层叠至零电平，因此填充满参考波形Ref1电压正半周的范围。确定载波信号和参考波形信号之后，脉宽调制信号的产生原理为本领域已知的，例如对于T1，当所述参考波形Ref1大于所述载波信号时所述脉宽调制信号输出高电平，当所述参考波形Ref1小于所述载波信号时所述脉宽调制信号输出低电平，在此不再赘述。

发明人发现，对于根据本发明各实施例的级联H桥整流部分，由于载波的电平上移，用于T1-T4开关管栅极的脉宽调制信号的脉宽调制工作时间均减小，而非脉宽调制工作时间(或非工作时间，即对开关管栅极的控制信号保持0或1的周期)均增加，而同时由于各级H桥的级联结构保证其能够共同输出直流波形到直流母线。

图4b示出了施加在T1-T4开关管的栅极的控制信号的波形，对比图4a和图4b，可见图4b中每一个开关管的脉宽调制工作时间均相对于左侧的图4a减少，因此开关管开关频率以及开关损耗减少，芯片上结温得益于更少的热耗散而降低，总寿命增加。

此外，在本实施例中也可以在参考波形和载波与上述示例中的参考波形和载波关于横坐标轴对称地布置，即在负电压半周内生成脉宽调制信号，其工作形式与上述描述类似，因此本实施例中载波信号仅需层叠并填充在参考波形的其中一个单极性半周即可。

图5a和图5b分别示出了根据图4a和图4b所示的脉宽调制波形控制的H桥CHB1的输出电压、H桥CHB1的T1-T4的电流以及结温变化曲线。对比可见，在输出电压保持一致的前提下，图5b所示的本实施例改进的T1-T4的脉宽调制电流波形对应的脉宽调制工作时间均减少，而连续电流对应的非脉宽调制工作时间例如t1、t2均增加。具体而言，例如图5a中示出的T3执行的第一个脉宽调制过程所产生的斩波电流的脉冲波形(即时间在0.46至0.47之间的第一个波峰形状，其中密集堆积了大量的由脉宽调制产生的高度不同的细长矩形波形)，该脉冲波形在横坐标为0.46至0.47之间占据了远远超过一半的比例，而图5b所示的经过T3的第一个脉冲波形仅占据了横坐标0.46至0.47之间约一半甚至更少的比例，即对应明显更短的脉宽调制工作时间。T2-T4也显示出了类似特征。

根据温度测试结果发现，H桥CHB1的开关管T1和T3的结温降低最为显著，而开关管T2和T4的结温也有一定程度的降低，如图5b所示。此外，为了平衡三个H桥在工作中所产生的热量大小，可以将图4b所示出的移电平电平转换脉宽调制波形中的各个不同电平的载波轮替作为H桥CHB1、CHB2和CHB3的开关管栅极控制波形(例如与图4a所示的脉宽调制波形交替使用)，由此这三个H桥上的开关管工作在脉宽调制工作时间基本上是等同地减少，在三个H桥之间，开关管的中每一个的热量、开关损耗、导通损耗均趋于一致。另外，虽然现有技术中的电平转换脉宽调制波形比移电平电平转换脉宽调制波形具有更好的谐波畸变率(THDi)，但根据本发明的各个实施例采用的多级H桥级联结构具有多个(实施例一为3个)功率单元输出，在实际的中压电网中其级联后总谐波畸变率是足够低的，小于图4a所示的现有技术的电平转换脉宽调制波形。

本实施例中仅以3个H桥级联结构作为说明，而在实际应用中，通常会包括更多个，例如n个级联的H桥整流部分，类似于图4b，从第一级到第n级H桥整流部分所对应的n个三角载波的电平依次从参考波形正半周最大幅值处向下层叠至零电平，因此每个三角载波的幅值分别为参考波形正半周最大幅值的1/n。

实施例二

根据本申请的实施例二示例性提供了一种能够在实施例一基础上进一步降低所述三个H桥上的开关管的每一个的结温的级联H桥型中压电源转换器。其中所述级联H桥型中压电源转换器的电路结构与实施例一(如图2及图3所示)类似。

发明人发现，实施例一中，无论是使用现有技术的电平转换脉宽调制波形(如图4a),还是使用改进后的移电平电平转换脉宽调制波形(如图4b)来控制所述三个H桥，每一个H桥的四个开关管的降温趋势均不是同等降低。对于开关管T1-T4，如图5b示出的，虽然T1和T3降温明显，但由于这四个开关管均需要正常工作，任一个由于热损耗发生故障均导致该电路的失效(木桶效应)，因此需要尽可能的保证T1-T4降温步调一致以带来更均衡的散热。对于图4b所示的参考波形Ref1，由于载波C1的幅值被挤压到参考波正半周最上面三分之一，因此当参考波形Ref1的参考值低于其峰值的三分之二时，载波C1的幅值恒大于参考波形，对应T1栅极信号恒为0，T2栅极信号恒为1；而用于控制T3和T4栅极的另一参考波形Ref2与Ref1幅值变化相反(两者相位差180°)，因此同样当参考值低于其峰值的三分之二时，载波C1的幅值恒大于参考波形，从而输出的脉宽调制信号控制T3栅极信号恒为0，T4栅极信号恒为1。因此，当开关管T1-T4均处于非脉宽调制工作时间段t1和t2时，T2、T4导通的同时T1、T3关闭，因此单相交流电输入H桥CHB1后流经T2和T4输出到下一级，即第二H桥CHB2，而对第一H桥CHB1的正负直流母线104和105输出零电平；而在脉宽调制工作时间段，当T2(T4)执行脉宽调制工作而提供斩波电流时，T4(T2)持续导通并供连续电流流过。由此可见，开关管T2和T4在脉宽调制工作时间的高频开关之外还需要承担所有的连续电流导通工作，因此需要经受开关损耗和导通损耗的叠加损耗，而T1和T3在脉宽调制工作时间之外均为关闭状态而无需经受开关损耗。上述开关管T1-T4的工作电流负担不平衡即是T1和T3降温比T2和T4更明显的原因。

根据本实施例如图3所示出的H桥结构，在非工作时间内单相交流电由T2和T4共同向H桥CHB2传导可以等效于由T1和T3共同向H桥CHB2传导，根据上述分析，为了平衡T1-T4的降温趋势，本实施例提供一种移电平电平转换脉宽调制波形，能够实现由T2、T4组合以及T1、T3组合交替传导连续电流到H桥CHB2。

图6示出了根据本实施例的移电平电平转换脉宽调制波形控制T1-T4的示例以及相应的结温数据。与实施例一类似的，载波C1、载波C2和载波C3的电平均向上移至各自占据参考波形电压正半周的三分之一，且均为正的单极性载波。由于载波C1位于参考波形电压正半周的最上端三分之一，根据载波C1生成的用于某一H桥，例如H桥CHB1的T1-T4开关管栅极的脉宽调制信号的脉宽调制工作时间均显著减小，而非脉宽调制工作时间均显著增加。此外，当参考波形Ref1处于正半周，即在在非脉宽调制工作时间段内T1常断、T2长通的半周周期时，执行如下控制过程：在t3和t4时间段(非脉宽调制工作时间段)内，控制输出的T1栅极脉宽调制信号为1，控制T3栅极的脉宽调制信号为1，以保证T1和T3在此时间段内同步导通；同时控制输出的T2栅极脉宽调制信号为0，控制T4栅极的脉宽调制信号为0以保证T2和T4同步关闭。

从图6的T1、T3电流波形图和T2、T4电流波形图可以看到，对于开关管T1-T4的非脉宽工作时间段t3、t4、t5、t6，其中时间段t3和t4之内单相交流电源的连续电流由T1和T3传递到H桥CHB2，时间段t5和t6之内连续电流由T2和T4传递到H桥CHB2，在输出电平不变的前提下(如图6所示)，使得开关管T1-T4的持续电流相比实施例一更均衡，其带来的导通损耗也在四个开关管之间分布更均匀。根据在实验中所测得的T1-T4结温温度变化曲线(如图6所示)，本实施例的T2和T4的结温相比于实施例一的T2和T4的结温更低，且均低于图4a所示的现有技术的T2和T4的结温。由此，在整个寿命周期内，同一H桥上的这四个开关管的工作时间更均衡合理，热损耗也更加平均而使得使用寿命更加接近。与实施例一类似的，可以控制根据本实施例的所述改进的脉宽调制信号轮替作用于H桥CHB1、CHB2和CHB3的开关管栅极，使得所述三个H桥的降温彼此均衡。由此，如实施例二所示出的级联H桥型中压电源转换器相比于现有技术或者实施例一具有更长的使用寿命，且该级联结构具备更佳的谐波畸变率。

实施例三

根据本申请的实施例三示例性提供了另一级联H桥型中压电源转换器，其旨在利用其中的冗余功率单元实现更长的使用寿命。具有冗余功率单元的级联H桥型中压电源转换器可以类似图1所示出的转换器，但具有串联的n+1个相同的单个功率单元，其中仅n个功率单元用于正常工作，此时余下的一个功率单元并不用于电流转换；当n个功率单元其中之一失效时，余下的一个功率单元受控代替其工作(失效的功率单元将被旁路)，因此称其为冗余功率单元。本领域技术人员应当理解，n+1仅为简单示例，可以根据电路中这n个功率单元的易损与否增加冗余到n+m个，m为大于1的整数，如n+2、n+3或n+5等等，因此下文中n+1冗余可以用于代表n+m冗余。现有技术中n+1个功率单元中的该冗余功率单元在主要电路正常工作时并不参与电源转换过程，仅对n个功率单元分配n个载波信号，因此本实施例的目的是对该冗余级H桥分配一个载波信号，而使得层叠的载波从n个增加到n+1个，由此，对于每一级H桥，例如对于第一级H桥CHB31，假设其正好对应层叠的n+1个载波最上端的第一个载波，预期其载波电平幅值将减少并导致所述载波与所述参考波形的交叠时间将减少，载波所产生的脉宽调制信号中非脉宽调制时间的比例将增加。

图7示例性地示出了一种3+1冗余型的级联H桥型中压电源转换器的H桥整流电路部分的优选实施例。该H桥整流电路部分与图2基本类似，具有4个H桥结构：H桥CHB31、CHB32、CHB33和CHB34。图7与图2的区别仅在于图7中多出一个级联的H桥CHB34，其中H桥CHB31、CHB32、CHB33用于整流，而H桥CHB34用作冗余级，但这一次序并非限定性说明。冗余级H桥CHB34与前三个H桥电路共同通过脉宽调制信号控制，但其H桥在系统正常状态下被旁路，不执行开关动作，因此输出不作为上述级联H桥整流电路的输出，仅作为冗余可用的备份。

图7所示的级联的H桥整流部分中每一个H桥的内部结构与图3所示出的结构一致，在此不再赘述。

图8举例示出了用于图7所示的H桥整流电路的用于生成脉宽调制信号的载波和参考波形。载波C31、C32、C33、C34分别对应于H桥CHB31、CHB32、CHB33和CHB34，参考波形Ref31与Ref32为相位相差180°的正弦波曲线，Ref31用于生成控制T1、T2栅极的信号，Ref32用于生成控制T3、T4栅极的信号。图8所示出的载波波形与图4a所示现有技术中的载波类似，均为高频三角载波，图8示出了更小时间尺度内的更清晰的载波细节图形。将图8与图4a相比，由于图4a中的载波C1’、C2’和C3’的幅值分别占据参考波形Ref1幅值的三分之一，因此仅对于T1-T4而言，脉宽调制工作时间对应着参考波形Ref1(或Ref2)的幅值大于其峰值的三分之二的时间段内。为了减少T1-T4的脉宽调制工作时间，本实施例中的整流电路布置为使得四个H桥均由脉宽调制信号控制，如图8所示，载波C31、C32、C33、C34的电平从高到低依次层叠填充参考波形Ref31的总幅值，因此各自的电平幅值分别占据参考波形Ref31总幅值的四分之一。可见，对于第一级的H桥CHB31，载波C31与参考波形Ref1的交叠时间(开关管即T1-T4脉调制工作时间)降低。T1-T4用于脉宽调制斩波所经历的开关动作明显减少，因此开关损耗降低，芯片上结温降低，使用寿命延长，且该级联结构具备更佳的谐波畸变率。

图9举例示出了实施例三的另一变形的用于生成脉宽调制信号的载波和参考波形。其中载波C31、C32、C33、C34的电平从高到低依次层叠并填充参考波形Ref31的正半周，其各自电平幅值分别占据参考波形Ref31正半周幅值的四分之一，而非参考波形Ref31整个幅值的四分之一。此时载波C31、C32、C33、C34均为正极性载波。

图10示出了根据图9所示的载波和参考波形生成的脉宽调制信号控制的H桥CHB31的输出电压、T1-T4的电流以及结温变化曲线。与图5b所示的实施例一的对应特征相比较，在输出电平一致的前提下，图10所示的T1-T4非脉宽调制工作时间t7和t8相对于实施例一中的T1-T4非脉宽调制工作时间t1、t2增加，T1-T4的开关损耗降低。

与实施例一或二类似的，可以控制根据本实施例的所述不同电平的载波对应生成的脉宽调制信号轮替作用于H桥CHB1、CHB2、CHB3、CHB4的开关管栅极，使得所述四个H桥的降温彼此均衡。

实施例四

作为示例，本实施例仍采用实施例一所示的级联H桥型中压电源转换器的三级级联整流部分电路，如图2和图3所示。其中双向可控硅103用于在其所在的H桥单元失效时，将该H桥单元旁路。在任意一个H桥正常工作的情况下，该H桥中相应的双向可控硅103是保持关闭状态的，因此在电源转换器的整个寿命期内其实际导通的工作时间几乎可以忽略。然而H桥电路结构中的四个开关管T1-T4在整个寿命期需要经受脉宽调制所生成的斩波电流，以及将交流电传导到下一级的连续电流。因此本实施例的目的是通过H桥电路中的旁路开关组承担原本由H桥结构的四个开关管承担的至少部分连续电流，以在能够将交流电传导到下一级的同时，降低上述四个开关管的导通损耗。

图11示出了根据本发明第一个实施例的脉宽调制波形控制的第一H桥CHB1的T1和T2的电流曲线，T3和T4的电流曲线。

图12示出了根据本发明第四个实施例的脉宽调制波形控制的H桥CHB31的T1和T2的电流曲线，T3和T4的电流曲线，B1和B2的电流曲线以及T1-T4的结温曲线。

图11中举例示出了T1-T4的非脉宽调制工作时间的其中一部分，分别是t11、t12、t21和t22，其中t11和t12之和对应图5b的t1,t21和t22之和对应图5b的t2。在t11、t12、t21和t22各自的时间段内，来自单相交流电的电流正向输入H桥CHB1，该连续电流通过共同导通的T2和T4形成的通路输入到H桥CHB2。其中，在t11或t21时间段内，流经T2和T4电流强度值从大到小直至过零；而在t12或t22时间段内，流经T2和T4电流强度值从零开始，根据交流电波形而单调增加。对于本实施例的H桥CHB1-CHB3，由于可控硅B1和B2在导通后仅能在所流过电流降为零值时才能够关闭，因此其并不适合于在例如t12或t22这样的时间段内代替T2和T4传递交流电的连续电流，这是因为在t12或t22之后将进行的脉宽调制过程中，由于流经可控硅B1和B2的电流始终不能降为零，B1和B2无法关闭，因此脉宽调制过程会失效。

因此，本实施例提供了一种电路控制方法，其在根据实施例一的脉宽调制方法基础上增加了对双向可控硅103控制方法。如图12所示，在非脉宽调制时间段的电流从大到小直至过零的t11或t21时间段内，使得双向可控硅103导通。在t11时间段内，流过B1的电流处于下降阶段，流过B2的电流为0，T2和T4上的电流为0，即由B1代替T2和T4承担导通连续电流到下一级的工作，直至流过B1的电流降为0而关断B1；在t21时间段内，流过B2的电流大小处于下降阶段，流过B1的电流为0，T2和T4上的电流为0，直至流过B1的电流降为0而关断B1。上述控制过程即由B1或B2代替T2和T4的通路，承担将单相交流电源的连续电流导通到下一级的工作。因此在每一级H桥中，由双向可控硅103部分地分担T2和T4的导通损耗，从而增加每一级H桥的使用寿命，且该级联结构具备更佳的谐波畸变率。由于双向可控硅103中的B1或B2在交流电的一个电流周期内仅动作一次，因此对其寿命并不存在影响。

在实施例四的另一变形中，其电路采用实施例三所示出的3+1冗余电源转换器，其具有图7及图3所示出的级联H桥整流部分。在采用图9所示的载波和参考波形后，H桥CHB1对应的载波C31占据参考波形Ref31正半周幅值的四分之三以上，H桥CHB1中的四个开关管T1-T4的非脉宽调制时间增加，同时由于开关管T2和T4同时导通且电流波形降低至0的时间段内由双向可控硅103将该电流旁路至下一级。

图13示出了该变形中相应的脉宽调制波形控制的H桥CHB31的T1和T2的电流曲线，T3和T4的电流曲线，B1和B2的电流曲线以及T1-T4的结温曲线，可见开关管T2和T4的芯片上结温相比实施例三的结温曲线进一步降低。本实施例所采用的级联结构具备更佳的谐波畸变率。

图14示出了实施例四的又一变形的其中一个H桥的具体结构。其使用两个反并联的绝缘栅双极型晶体管401和402代替图3所示的双向可控硅103，由于绝缘栅双极型晶体管无需考虑关闭时流经其的电流条件，因此t11、t12、t21和t22四个时间段内的连续电流均可由所述绝缘栅双极型晶体管旁路到下一级，在整个电流周期内T2和T4中仅存在斩波电流而没有连续电流，导通损耗和结温进一步降低。另外，形成H桥整流结构的开关管T1-T4在本实施例中为四个反并联有续流二极管的N型金氧半场效应晶体管，其中T1源极和T2漏极连接形成的节点作为单相交流电的第一输入端、T3源极和T4漏极连接形成的节点作为单相交流电的第二输入端，T3漏极和T4源极分别连接到正负直流母线作为整流单元的直流输出。图14其仅为示例说明，本领域技术人员将知晓还可以使用其他用于实现脉宽调制的开关管T1-T4来替换其中一个或多个H桥中的T1-T4中的任意一个或者多个。

图15示出了图1所示的电源转换器中用于接收其中一个H桥的整流输出的隔离型DC/DC电路的一个具体实施例。其中隔离型DC/DC电路，包括通过变压器隔离的DC-AC转换初级侧501和AC-DC转换次级侧502。DC-AC转换初级侧501包括与变压器电感线圈串联的电感L1。具有H桥结构的初级侧501和次级侧502中的开关管由绝缘栅双极型晶体管构成。

图16示出了图15所示的隔离型DC/DC电路的变形，与图15所示的结构不同在于，其初级侧具有与变压器电感线圈串联的电感L2和电容C2,次级侧具有与变压器电感线圈串联的电感L3和电容C3。

图17示出了图16所示的隔离型DC/DC电路的变形，与图16所示的结构不同在于，其初级侧和次级侧的开关管T1-T8为N型金氧半场效应晶体管。

虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。