一种控制方法、装置、介质、处理器及开关电源

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种控制方法、装置、介质、处理器及开关电源。

背景技术

在直流-直流变换器技术领域，根据应用需求及电气隔离需要，将直流-直流变换器分为非隔离型直流变换器和隔离型直流变换器。而在电动汽车、数据中心、车载充电机等应用中，为了保护人身安全，均需求隔离型直流-直流变换器。

LLC谐振变换器作为一种典型的通过变压器实现电气隔离的隔离型软开关高效直流-直流变换器，在工业电子应用中颇具青睐。在任意负载工况，谐振变换器的原边侧开关管实现零电压开通(ZVS)，副边侧整流二极管实现零电流关断(ZCS)，具有结构简单，可磁集成、转换效率高、功率密度大等优点。

然而，在宽电压应用中，LLC谐振变换器的电压调节能力有限，难以满足高增益调节的宽输入或宽输出电压应用需求。此外，为了调节输出电压，谐振变换器原边侧开关管的开关频率会远离谐振频率，增加了环流损耗。

为了提升谐振变换器的电压调节能力，相关研究学者、发明人分别提出了不同的改进方法，其中Jong-WooKim和Gun-WooMoon等人于2013年在线发表了论文《ANewLLCSeriesResonantConverterwithaNarrowSwitchingFrequency VariationandReducedConductionLosses》，该论文为了实现保持时间内的宽输入电压调节，将LLC谐振变换器副边侧整流桥的后桥臂替换为有源开关管，形成半有源整流桥，其电路图如图1所示，包括：原边逆变开关电路I、LLC谐振腔Ⅱ、变压器Ⅲ、副边全桥整流电路Ⅳ和滤波输出电路Ⅴ；原边逆变开关电路I包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4；副边全桥整流电路包括第一整流管D1、第二整流管D2、第三整流管S5和第四整流管S6，副边全桥整流电路中的整流管只有第三整流管S5和第四整流管S6为有源开关管。

图2为图1电路已公开的副边移相控制的开关管驱动波形和关键工作波形，原边逆变开关电路中各开关管和副边全桥整流电路中各有源开关管的开关频率均设置为fs、驱动脉冲均设置为占空比为50％(忽略死区时间)的方波，第一开关管S1和第四开关管S4的驱动脉冲为第一开关驱动脉冲，第二开关管S2和第三开关管S3的驱动脉冲为第二开关驱动脉冲，第一开关驱动脉冲和第二开关驱动脉冲互补；第四整流管S6的驱动脉冲为第一整流驱动脉冲，第三整流管S5的驱动脉冲为第二整流驱动脉冲，第一整流驱动脉冲和第二整流驱动脉冲互补；第一整流驱动脉冲相对于第一开关驱动脉冲的移相角为第一移相角，第二整流驱动脉冲相对于第二开关驱动脉冲的移相角为第二移相角，第一移相角和所述第二移相角大小均为θ。图2控制方法在控制上，副边侧的有源开关管采用移相控制调节输出电压，相位相对于原边侧开关管的驱动脉冲进行移相，然而，副边侧半有源整流桥的移相控制将产生较大的环流损耗，包括变压器原边侧的环流损耗和变压器副边侧的环流损耗，使得该控制适用于掉电保持时间的宽输入应用场合。

此外，西南交通大学的周国华、范先焱、许多等人在其发表的论文《具有宽范围输入和高效率的改进型LLC谐振变换器》中公开了一种具有Buck-Boost工作模式的谐振变换器，该转换器拓宽了增益调节范围，且以恒定频率工作。然而，谐振变换器采用原边移相与副边移相相结合的混合移相控制方法，增加了控制系统的复杂性。同时，谐振变换器产生额外的原边环流损耗和副边环流损耗，该控制的应用场合有限。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提供一种谐振变换器控制方法、装置、介质、处理器及开关电源，至少在一定程度上解决现有技术的不足。

作为本发明的第一个方面，所提供的控制方法技术方案如下：

一种控制方法，应用于谐振变换器，所述谐振变换器包括：原边逆变开关电路、LLC谐振腔、变压器、副边全桥整流电路和滤波输出电路；所述原边逆变开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述副边全桥整流电路包括第一整流管、第二整流管、第三整流管和第四整流管，所述副边全桥整流电路中的各整流管有两个或四个为有源开关管；所述原边逆变开关电路中各开关管和所述副边全桥整流电路中各有源开关管的开关频率均设置为fs、驱动脉冲均设置为占空比为50％的方波，所述第一开关管和所述第四开关管的驱动脉冲为第一开关驱动脉冲，所述第二开关管和所述第三开关管的驱动脉冲为第二开关驱动脉冲，所述第一开关驱动脉冲和所述第二开关驱动脉冲互补；所述第一整流管和/或所述第四整流管的驱动脉冲为第一整流驱动脉冲，所述第二整流管和/或所述第三整流管的驱动脉冲为第二整流驱动脉冲，所述第一整流驱动脉冲和所述第二整流驱动脉冲互补；所述第一整流驱动脉冲相对于所述第一开关驱动脉冲的移相角为第一移相角，所述第二整流驱动脉冲相对于所述第二开关驱动脉冲的移相角为第二移相角，所述第一移相角和所述第二移相角大小均为θ；所述控制方法包括如下步骤：

获取表征所述谐振变换器输出电压大小的第一电压信号；

依据所述第一电压信号调节所述开关频率fs和所述移相角θ，进而调节所述谐振变换器的输出电压，实现所述谐振变换器的闭环反馈控制，其中所述开关频率fs始终大于所述LLC谐振腔的谐振频率fr。

进一步地，所述开关频率fs的取值范围为(fr，2fr)；和/或所述移相角θ的取值范围为(0，180°)。

进一步地，调节所述开关频率f和所述移相角θ时，所述开关频率f和所述移相角θ满足如下关系式：

其中，n为所述变压器的匝比，Vo为所述谐振变换器的输出电压，Vin为所述谐振变换器的输入电压，k为所述谐振变换器励磁电感与谐振电感的感量比值，fr为所述LLC谐振腔的谐振频率，Q为特征阻抗。

作为本发明的第二个方面，所提供的控制装置的实施例如下：

一种控制装置，应用于谐振变换器，所述谐振变换器包括：原边逆变开关电路、LLC谐振腔、变压器、副边全桥整流电路和滤波输出电路；所述原边逆变开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述副边全桥整流电路包括第一整流管、第二整流管、第三整流管和第四整流管，所述副边全桥整流电路中的各整流管有两个或四个为有源开关管；所述原边逆变开关电路中各开关管和所述副边全桥整流电路中各有源开关管的开关频率均设置为fs、驱动脉冲均设置为占空比为50％的方波，所述第一开关管和所述第四开关管的驱动脉冲为第一开关驱动脉冲，所述第二开关管和所述第三开关管的驱动脉冲为第二开关驱动脉冲，所述第一开关驱动脉冲和所述第二开关驱动脉冲互补；所述第一整流管和/或所述第四整流管的驱动脉冲为第一整流驱动脉冲，所述第二整流管和/或所述第三整流管的驱动脉冲为第二整流驱动脉冲，所述第一整流驱动脉冲和所述第二整流驱动脉冲互补；所述第一整流驱动脉冲相对于所述第一开关驱动脉冲的移相角为第一移相角，所述第二整流驱动脉冲相对于所述第二开关驱动脉冲的移相角为第二移相角，所述第一移相角和所述第二移相角大小均为θ；所述控制装置包括：

获取模块，被配置为获取表征所述谐振变换器输出电压大小的第一电压信号；

调节模块，被配置为依据所述第一电压信号调节所述开关频率fs和所述移相角θ，进而调节所述谐振变换器的输出电压，实现所述谐振变换器的闭环反馈控制，其中所述开关频率fs始终大于所述LLC谐振腔的谐振频率fr。

进一步地，所述调节模块在调节所述开关频率f和所述移相角θ时：所述开关频率fs的取值范围为(fr，2fr)；和/或所述移相角θ的取值范围为(0，180°)。

进一步地，所述调节模块在调节所述开关频率f和所述移相角θ时，所述开关频率f和所述移相角θ满足如下关系式：

其中，n为所述变压器的匝比，Vo为所述谐振变换器的输出电压，Vin为所述谐振变换器的输入电压，k为所述谐振变换器励磁电感与谐振电感的感量比值，fr为所述LLC谐振腔的谐振频率，Q为特征阻抗。

作为本发明的第三个方面，所提供的计算机可读存储介质的实施例如下：

一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质包括存储的程序，其中，所述程序执行上述第一个方面中任意一项所述方法。

作为本发明的第四个方面，所提供的处理器的实施例如下：

一种处理器，所述处理器用于运行程序，其中，所述程序运行时执行上述第一个方面中任意一项所述的方法。

作为本发明的第五个方面，所提供的开关电源的实施例如下：

一种开关电源，采用谐振变换器拓扑，包括：

原边逆变开关电路、LLC谐振腔、变压器、副边全桥整流电路和滤波输出电路；所述原边逆变开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述副边全桥整流电路包括第一整流管、第二整流管、第三整流管和第四整流管，所述副边全桥整流电路中的各整流管有两个或四个为有源开关管；所述原边逆变开关电路中各开关管和所述副边全桥整流电路中各有源开关管的开关频率均设置为fs、驱动脉冲均设置为占空比为50％的方波，所述第一开关管和所述第四开关管的驱动脉冲为第一开关驱动脉冲，所述第二开关管和所述第三开关管的驱动脉冲为第二开关驱动脉冲，所述第一开关驱动脉冲和所述第二开关驱动脉冲互补；所述第一整流管和/或所述第四整流管的驱动脉冲为第一整流驱动脉冲，所述第二整流管和/或所述第三整流管的驱动脉冲为第二整流驱动脉冲，所述第一整流驱动脉冲和所述第二整流驱动脉冲互补；所述第一整流驱动脉冲相对于所述第一开关驱动脉冲的移相角为第一移相角，所述第二整流驱动脉冲相对于所述第二开关驱动脉冲的移相角为第二移相角，所述第一移相角和所述第二移相角大小均为θ；

以及上述第二个方面任一项所述控制装置。

本发明应用于谐振变换器的控制方法实施例，通过升频(开关频率始终大于LLC谐振腔的谐振频率)移相控制副边侧整流管，可以减小一般移相控制下变压器原边侧的环流损耗，提升谐振变换器的整机效率，并且副边侧整流管采用升频移相控制调节输出电压，也提升了谐振变换器的增益调节能力。

此外，本发明控制方法实施例中的开关频率始终在LLC谐振腔的谐振频率以上，与传统变频控制的谐振变换器相比，本发明实施例的控制方法能有效的缩小频率调节范围，提升增益调节能力，从而可以优化变压器的设计，在宽电压应用场合中提升谐振变换器的转换效率和功率密度。

附图说明

图1为公知的半有源整流桥的LLC谐振变换器拓扑结构图；

图2为图1电路已公开的副边移相控制的开关管驱动波形和关键工作波形；

图3为本发明第一实施例的控制方法实施例的流程图；

图4为本发明第一实施例控制方法的开关管驱动波形和关键工作波形；

图5为本发明第一实施例的控制方法应用于谐振变换器的增益曲线；

图6为本发明第二实施例的控制装置实施例的原理框图；

图7为本发明第二实施例的控制装置实施例的一种具体的原理图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解该发明。但是，本发明技术方案的具体实施方式并不局限于此。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述本申请的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

应该理解的是，在说明书、权利要求书以及说明书附图中，当描述有步骤接续至另一步骤时，该步骤可直接接续至该另一步骤，或者通过第三步骤接续至该另一步骤；当描述有元件/单元“接续”至另一元件/单元时，该元件/单元可“直接连接”至该另一元件/单元，或者通过第三元件/单元“连接”至该另一元件/单元。

此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制装置中实现这些功能实体。

第一实施例

本实施例提供的为一种控制方法，应用于谐振变换器，谐振变换器包括：原边逆变开关电路、LLC谐振腔、变压器、副边全桥整流电路和滤波输出电路；原边逆变开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；副边全桥整流电路包括第一整流管、第二整流管、第三整流管和第四整流管，副边全桥整流电路中的各整流管有两个或四个为有源开关管；原边逆变开关电路中各开关管和副边全桥整流电路中各有源开关管的开关频率均设置为fs、驱动脉冲均设置为占空比为50％的方波，第一开关管和第四开关管的驱动脉冲为第一开关驱动脉冲，第二开关管和第三开关管的驱动脉冲为第二开关驱动脉冲，第一开关驱动脉冲和第二开关驱动脉冲互补；第一整流管和/或第四整流管的驱动脉冲为第一整流驱动脉冲，第二整流管和/或第三整流管的驱动脉冲为第二整流驱动脉冲，第一整流驱动脉冲和第二整流驱动脉冲互补；第一整流驱动脉冲相对于第一开关驱动脉冲的移相角为第一移相角，第二整流驱动脉冲相对于第二开关驱动脉冲的移相角为第二移相角，第一移相角和第二移相角大小均为θ。

图3为本发明第一实施例的控制方法实施例的流程图，请参见图3，本实施例的控制方法包括如下步骤：

获取表征谐振变换器输出电压大小的第一电压信号；

依据第一电压信号调节开关频率fs和移相角θ，进而调节谐振变换器的输出电压，实现谐振变换器的闭环反馈控制，其中开关频率fs始终大于LLC谐振腔的谐振频率fr。

其中，所应用的谐振变换器除了图1所示的谐振变换器，还可以对该谐振变换器做如下变形：

(1)左桥臂两个整流管采用有源开关管，右桥臂两个整流管采用二极管；

(2)左桥臂两个整流管、右桥臂两个开关管均采用有源开关管；

(3)上桥臂两个整流管采用有源开关管，下桥臂两个整流管采用二极管；

(4)下桥臂两个整流管采用有源开关管，上桥臂两个整流管采用二极管。

本实施例的控制方法通过升频(开关频率始终大于LLC谐振腔的谐振频率)移相控制副边侧整流管，可以减小一般移相控制下变压器原边侧的环流损耗，提升谐振变换器的整机效率，并且副边侧整流管采用升频移相控制调节输出电压，也提升了谐振变换器的增益调节能力。

此外，本实施例控制方法中的开关频率始终在LLC谐振腔的谐振频率以上，与传统变频控制的谐振变换器相比，本发明实施例的控制方法能有效的缩小频率调节范围，提升增益调节能力，从而可以优化变压器的设计，在宽电压应用场合中提升谐振变换器的转换效率和功率密度。

进一步地，开关频率fs的取值范围为(fr，2fr)，当开关频率高于2fr时，整流管的寄生电容对所述谐振变换器的增益影响将不可忽略，导致输出可能存在不单调性变化问题。且开关频率越高，开关管的驱动损耗越大，也不利于输出侧滤波电容的设计。因此，经过测试验证，本发明的开关频率fs的取值范围优选为(fr，2fr)，在提升所述谐振变换器性能的同时，有效的缩小频率范围，利于滤波器的优化设计和闭环反馈控制系统的设计；

进一步地，移相角θ的取值范围为(0，180°)，根据闭环控制系统实时调节该移相角，该移相角的取值大小反映超谐振工作区域内所述谐振变换器的增益调节能力，本发明在具体实施时，移相角取值范围根据输出电压确定。

进一步地，对不同控制下所述谐振变换器的增益进行求解，并得到归一化电压增益。当所述谐振变换器采用单变频控制时，控制变量仅为系统的开关频fs，归一化电压增益为：

当所述谐振变换器采用单副边移相控制时，控制变量仅为系统的移相角θ，此时所述谐振变换器的归一化电压增益为：

因此，本发明调节开关频率fs和移相角θ时，开关频率fs和移相角θ优选能满足如下关系式：

其中，G为开关电源的增益，n为变压器的匝比，Vo为谐振变换器的输出电压，Vin为谐振变换器的输入电压，k为谐振变换器励磁电感与谐振电感的感量比值，fr为LLC谐振腔的谐振频率，Q为特征阻抗。

请回到图2，在图2中，所测试的谐振变换器的输入电压V

需要说明的是，上述谐振变换器的输入端、输出电压和额定输出功率等具体电路参数仅为了便于本领域内的工程技术人员更好理解本发明的技术方案，而本发明的具体实施方式和电路参数设计并不局限于此。

图4为本实施例控制方法的开关管驱动波形和关键工作波形，作为对比，所测试的谐振变换器电路参数与图2相同；图4中，V

图5为本实施例控制方法应用于谐振变换器的增益曲线，具体地，为在开关频率为140kHz下的稳态工作模式谐振变换器增益曲线。图5中，横坐标为副边侧开关管驱动脉冲相对于原边侧开关管驱动脉冲的移相角θ，纵坐标为归一化电压增益G。归一化的增益表达式如下：

从图5可知，当移相角范围从0°调节到100°的过程中，最大归一化电压增益明显大于2，谐振变换器具有较宽的增益调节范围。与传统变频控制相比，本申请所述升频移相控制控制方法明显提升了谐振变换器的增益调节能力。

在上述实施例的描述中，由于谐振变换器仅工作在高于串联谐振频率(100kHz)的频率范围内，明显缩小了传统变频控制的频率调节范围，有利于谐振变换器的磁性器件的优化设计，减小变压器的体积，提升功率密度。而与已公开的副边移相控制技术相比，本申请所述控制方法明显的减小了副边移相控制中变压器原边侧出现的循环电流，从而降低了原边侧的环流损耗，利于提升转换效率。从移相归一化增益曲线可以看到，本申请所述控制方法使得谐振变换器具有更宽的增益调节能力，使得所述谐振变换器在宽电压应用中更具应用优势，提升谐振变换器的效率和功率密度。

需要说明的是，谐振变换器根据应用场景需要，可以有很多种电路参数，不同的电路参数下采用本发明的控制方法最后得到的波形形状一致，即均会出现图2、图4和图5这样的图像，也就是说，图2、图4和图5所示出的图像与谐振变换器的参数设计无关，仅与本发明所提供的谐振变换器的控制方法有关。

第二实施例

本实施例提供的为一种控制装置，应用场景与第一实施例相同，技术特征与第一实施例一致，图6为本发明第二实施例的控制装置实施例的原理框图，请参见图6，本实施例的控制装置包括：

获取模块，被配置为获取表征谐振变换器输出电压大小的第一电压信号；

调节模块，被配置为依据第一电压信号调节开关频率fs和移相角θ，进而调节谐振变换器的输出电压，实现谐振变换器的闭环反馈控制，其中开关频率fs始终大于LLC谐振腔的谐振频率fr。

进一步地，调节模块在调节开关频率f和移相角θ时：开关频率fs的取值范围为(fr，2fr)；和/或移相角θ的取值范围为(0，180°)。

进一步地，调节模块在调节开关频率f和移相角θ时，开关频率f和移相角θ满足如下关系式：

本实施例的发明构思为控制装置采用了升频移相控制策略，采用一般的闭环反馈控制电路架构即可，获取模块获取表征谐振变换器输出电压大小的第一电压信号的方式还可以通过检测谐振变换器的输入电压、输入电流、输出电压、输出电流、谐振腔电流等方式获取，图7为本发明第二实施例的控制装置实施例的一种具体的原理图，其中，Vo表示谐振变换器的输出电压，Vo-ref表示谐振变换器输出电压参考值，Idc表示谐振变换器的输入电流，Idc-ref表示谐振变换器的输入电流参考电流值。

在本实施例中，应该理解到，所揭露的技术内容，可通过其它的方式实现。其中，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如上述单元的划分，可以为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，单元或模块的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。

本实施例中上述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本实施例中各个实施方式中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

第三实施例

上述第二实施例中控制装置集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可为个人计算机、服务器或者网络设备等)执行本发明各个实施例上述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，RandomAccessMemory)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

因此，本实施例提供的为一种计算机可读存储介质，其中包括存储的程序，该程序执行第一实施例中任意一项具体实施方式的方法。

第四实施例

本发明第四实施例提供的为一种处理器，用于运行程序，其中，该程序运行时执行第一实施例中任意一项具体实施方式的方法。

第五实施例

本发明第五实施例提供的为一种开关电源，采用谐振变换器拓扑，包括：

原边逆变开关电路、LLC谐振腔、变压器、副边全桥整流电路和滤波输出电路；原边逆变开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；副边全桥整流电路包括第一整流管、第二整流管、第三整流管和第四整流管，副边全桥整流电路中的各整流管至少有两个为有源开关管；原边逆变开关电路中各开关管和副边全桥整流电路中各有源开关管的开关频率均设置为fs、驱动脉冲均设置为占空比为50％的方波，第一开关管和第四开关管的驱动脉冲为第一开关驱动脉冲，第二开关管和第三开关管的驱动脉冲为第二开关驱动脉冲，第一开关驱动脉冲和第二开关驱动脉冲互补；第一整流管和/或第四整流管的驱动脉冲为第一整流驱动脉冲，第二整流管和/或第三整流管的驱动脉冲为第二整流驱动脉冲，第一整流驱动脉冲和第二整流驱动脉冲互补；第一整流驱动脉冲相对于第一开关驱动脉冲的移相角为第一移相角，第二整流驱动脉冲相对于第二开关驱动脉冲的移相角为第二移相角，第一移相角和第二移相角大小均为θ；

以及第二实施例中任一项控制装置。

以上所描述的实施例仅仅是对本发明技术方案和发明内容作举例说明，应当指出的是，上述实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围内，也应视为本发明的保护范围。