电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法

技术领域

本发明涉及电波暗室技术领域，特别涉及一种电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法。

背景技术

电波暗室是一种用于测试和测量电磁波性能的设备，通过吸波材料消除墙壁、天花板和地板的电磁波反射，以模拟开放空间环境。静区(Quiet Zone)是指暗室内用于测量天线性能的区域内的反射电平。暗室静区反射电平的测试通常遵循我国的行业规范，常见的测试方法通常使用标准天线作为发射源，在静区内按照设定好的空间路径移动，测量接收到的信号强度，从而形成出空间路径-接收信号强度的对应数列，对这个对应数列进行数据处理，可以得到锥削、纹波和静区反射电平等数据。

根据测试结果和性能指标，评估暗室静区反射电平是否满足预期的性能要求。如果不满足要求，可能需要对暗室设计或吸波材料进行优化。

在目前通行的测试标准中，在测量空间路径-接收信号强度的对应数列时，有两个传统做法：

1、空间路径的空间分辨率一般选择为测试频率对应波长的1/8到1/10，这是因为在计算纹波数据时，要提取这种类似正弦波形序列的最大值和最小值，如果空间分辨率不够细腻，在提取最大值和最小值时会产生比较大的偏差。但是在毫米波频段进行测试时，由于波长很小，比如30GHz对应的波长的1/10是1mm，这样测量一定长度比如3m的静区，就要测量3000个点位，需要耗费大量的时间。

2、选用具有一定增益的定向天线接收。而研究表明，这种方法会来带一定的误差和测试不一致性。

3、目前缺乏考虑吸波材料不同角度吸收条件下的仿真预测静区参数的方法。

目前，急需能同时解决上述三个技术问题的技术方案。

发明内容

本发明的目的就是克服现有技术的不足，提供了一种电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法。

本发明采用如下技术方案：

一方面，本发明提供了一种电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法，其特征在于，所述方法包括：

S1、测量电磁场静区接收电平：采用全向天线，在电磁场静区内按照设定的空间路径移动，测量接收到的电磁信号强度，形成空间路径-接收电平的对应数列；

S2、采用等间隔的第一空间分辨率，以空间逐点扫描方式测量静区接收电平，得到空间路径-接收电平数列为稀疏抽样波形；将所述稀疏抽样波形进行快速傅里叶变换，形成空间谱计算序列的原始序列；对所述原始序列作补零操作，形成补零后序列；对所述补零后序列进行反快速傅里叶变换，得到稀疏抽样恢复波形；

S3、基于步骤S2中得到的所述稀疏抽样恢复波形对电磁场静区参数进行计算。

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，步骤S1中，所述全向天线采用两个配置分别进行测量，一个为全向天线主极化方向水平放置，另一个为全向天线主极化方向垂直放置。

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，步骤S2中，对所述补零后序列做进一步的空间谱分离算法处理：

按照所述补零后序列数据的绝对值来算，除了接近零值的序列元素，序列中会出现4组明显比周围绝对值更大的数据，从左到右分别记做A、B、C、D；按以下两种不同算法处理；

算法一：所述补零后序列数据中，只保留A、D部分对应数列，其他位置的数值都重新设置为零，形成一个新的空间谱数列S

算法二、所述补零后序列数据中，只保留B、C部分对应数列，其他位置的数值都重新设置为零，形成一个新的空间谱数列S

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，步骤S3中，所述电磁场静区参数包括锥削、纹波、静区反射电平。

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，步骤S2中，所述第一空间分辨率，采用1/2倍的电磁波波长λ，或者1/3倍的干涉波长λ

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，干涉波长λ

式中：λ为电磁波波长，α为本体电磁波方向和镜像电磁波方向的夹角。

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，吸波材料不同角度的电磁波功率反射率R[dB]计算方法如下：

R[dB]＝R

ΔR[dB]＝0.001α

垂直入射时的电磁波功率反射率最低，假设为R

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，步骤S2中，对所述原始序列作补零操作时，从最中间序列开始，插入一定数量的零值，插入零值的数量为原序列长度的3到10倍。

如上所述的任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，步骤S2中，所述稀疏抽样恢复波形的数据序列的空间分辨率为△S

其中，L是该数据序列对应的空间尺度，N

另一方面，本发明还提供了一种处理器可读存储介质，包括指令，当其在处理器上运行时，使得处理器执行上述的电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法。

本发明的有益效果为：本发明提出了吸波材料不同角度的电磁波功率反射率R[dB]计算公式，可以通过解析方式来预测吸波材料在不同角度的反射率，从而为后续的计算确定了基本参数的基础。本发明提出了仿真长方体电波暗室静区参数的一整套方程，从而可以提前预计电波暗室静区参数，从而避免设计失误，而且可用于设计优化。本发明提出了使用全向天线的测量方法，理论分析和仿真计算都表明可以提升测量结果的一致性。本发明提出的测量方法采用“稀疏抽样恢复波形”，大大减少了采样点位，但可以达到很高的波形保真度，可以检出“原始波形”对应的峰值，且得到的锥削和纹波曲线细节更丰富，从而大大提升了测试效率，在获得准确结果的同时节省了测试时间和仪器仪表的的工作耗时，特别是在频率较高时比如超过6GHz时，由于电磁波的波长更短，故而节约测试时间的效益更为突出。

附图说明

图1所示为实施例中电波暗室界面反射产生的多径示意图。

图2所示为实施例中GFEH面反射对应的方向图镜像示意图。

图3所示为实施例中紧缩场对应的方向图镜像示意图。

图4所示为实施例中干涉波长计算示意图。

图5所示为实施例中△R[dB]和入射角的关系曲线。

图6所示为实施例中空间谱序列处理图；(a)为原始序列；(b)为补零后序列。

图7所示为实施例中接收天线方向图在测量过程中的加权效应示意图。

图8所示为实施例中全向接收天线的布置方式示意图。

图9所示为实施例中理想全向接收天线测量得到的归一化空间场强图。

图10所示为定向接收天线测量得到的归一化空间场强图。

图11所示为实施例中18GHz“空间谱分离方法”计算得到锥削和纹波曲线。

图12所示为18GHz多项式拟合方法计算得到锥削和纹波曲线。

图13所示为5.8GHz电波暗室静区中的“原始波形”、“稀疏抽样波形”和“稀疏抽样恢复波形”。

图14所示为5.8GHz电波暗室静区中的“原始波形”、“稀疏抽样波形”和“稀疏抽样恢复波形”局部放大图。

图15所示为实施例中5.8GHz“空间谱分离方法”计算得到锥削和纹波曲线。

图16所示为5.8GHz多项式拟合方法计算得到锥削和纹波曲线。

图17所示为实施例中32GHz电波暗室静区中的“原始波形”、“稀疏抽样波形”和“稀疏抽样恢复波形”。

图18所示为32GHz电波暗室静区中的“原始波形”、“稀疏抽样波形”和“稀疏抽样恢复波形”局部放大图。

图19所示为实施例中32GHz“空间谱分离方法”计算得到锥削和纹波曲线。

图20所示为32GHz多项式拟合方法计算得到锥削和纹波曲线。

图21所示为实施例中测量得到的某紧缩场暗室在8GHz上静区接收幅度的变化图。

图22所示为实施例中测量得到的某紧缩场暗室在38.5GHz上静区接收幅度的变化图。

图23所示为本发明实施例一种电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法的流程示意图。

具体实施方式

下文将结合具体附图详细描述本发明具体实施例。应当注意的是，下述实施例中描述的技术特征或者技术特征的组合不应当被认为是孤立的，它们可以被相互组合从而达到更好的技术效果。

本发明实施例一种电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法，具体流程图，如图23所示。

1、采用多个镜像的方法分析干涉波长。如图1所示，在一个长方体的全电波暗室空间中，如果发射天线本体在位置O点，需要使用静区空间上的一个截面如截面R所示。则在除去ABCD面的其他5个面上，都形成了发射天线方向图的镜像，镜像的规则是：按照天线方向图的几何形貌进行对称镜像处理，如图1所示。特别是要注意，GFEH面对应的天线方向图主瓣方向与本体天线方向图的主瓣方向图是相反的，如图2所示。

2、在带反射面的紧缩场分析中，将馈源经过反射面反射形成的镜像当做辐射本体，如图3中的OT所示，计算OT的几何位置可以按照凹面镜镜像计算方法进行。然后再计算电波暗室墙面反射形成的方向图镜像比如O

3、计算干涉波长。如图4所示，考虑天线本体发射的电磁波和某个镜像天线的电磁波形成的干涉，由于静区主要在暗室的中轴线上，则本体电磁波方向和镜像电磁波方向的夹角是α，则镜像天线电磁波在去往静区的波程差是△d,在静区形成的干涉的方向上线段是△L,则有以下关系：

设电磁波的波长是λ，故而可以计算ΔL方向上的干涉波长为λ

在一般的暗室构型中，sinα都是小于1甚至小于1/2的，所以干涉波长一般都是大于电磁波波长的。

4、计算不同角度的电磁波功率反射率。在铺设吸波材料的电波暗室墙壁上，一般情况下垂直入射时的反射率最低，假设是R

R[dB]＝R

假设入射角表述为β，则△R[dB]可以表述为(4)式，如图5所示：

ΔR[dB]＝0.001α

5、在以空间逐点扫描方式测量静区接收电平，进而计算静区参数时，可以采用较粗的等间隔第一空间分辨率，比如1/2倍的电磁波波长λ，或者1/3倍的干涉波长λ

可以基于数据序列M

6、就5中所述空间谱“补零后序列”，可以做进一步的分离算法，如图6(b)所示，按照数据的绝对值来算，除了接近零值的序列元素，一般序列中会出现4组明显比周围绝对值更大的数据，从左到右分别记做A、B、C、D。采用两个不同的算法进行处理：(1)在原有的数列中，只保留A、D部分对应数列，其他位置的数值都重新设置为零，形成一个新的空间谱数列S

7、在测量静区接收电平时，传统上为了提高信噪比，一般使用具有一定增益的定向天线，如喇叭天线，在这种情况下，将电磁波转换为天线端口电压的过程中，不同路径入射的电磁波会被天线方向图所加权，在一般情况下，直射的主径对应的增益高，而反射的多径对应的增益低，从而导致两个问题：(1)实际测得的多径电平和主径电平之比实际对应电磁波的场强之比要小，导致评估结果偏小。(2)使用不同的方向图的天线进行测量，测量结果不一致。为了解决这个问题，采用全向天线进行测量，考虑到工程上可实现的全向天线都是在某一个截面上的全向天线，所以采用两个配置分别进行测量：(1)全向天线的主极化方向水平放置，如图8中的A

本发明实施例一种处理器可读存储介质，包括指令，当其在处理器上运行时，使得处理器执行上述的电波暗室电磁场静区参数的测量及计算方法。

实施例1

在图1所示的几何构型框架下，仿真中设置的发射天线增益是19dB，水平3dB波束宽度是27.5°，垂直3dB波束宽度是13.7°，放置在以上坐标系的(0,0,0)位置，电波暗室在y方向上尺度是20m，z方向上尺度是20m，发射天线在x轴上距离GFEH面40m。各个面吸波材料在垂直入射条件下的反射率均设置为-30dB。在仿真模型中，仿真频率是18GHz，采用理想全向天线得到的归一化空间场强随着空间坐标的变化曲线如图9所示。而采用定向天线接收测量，定向接收天线增益12dB,水平3dB波束宽度是61.5°，垂直3dB波束宽度是30.7°,测量得到的归一化接收电平随着空间坐标的变化曲线如图10所示。对比图9和图10可知，图9对应的场强变化区间宽度是0.27dB,图10对应的场强变化区间宽度是0.18dB，这就说明采用全向天线测的数据更合理。

然后按照本发明的“空间谱分离方法”，计算得到锥削和纹波曲线，如图11所示。作为对照，还给出了传统的多项式拟合方法计算得到锥削和纹波曲线，如图12所示。对比图11和图12可知，其结果大体一致，但图11所示的锥削曲线细节更能反映真实情况。

实施例2

开展5.8GHz电波暗室的静区仿真，如图13和图14所示，将如1/10倍的电磁波波长λ采用的波形成为“原始波形”，将如1/2倍的电磁波波长λ采用的波形成为“稀疏抽样波形”，及其权利要求5所述的“稀疏抽样恢复波形”。

从图14所示的局部放大图来看，“稀疏抽样波形”本身在检出“原始波形”的峰值方面是有缺陷的，同时“稀疏抽样恢复波形”达到了很高的波形保真度，可以检出“原始波形”对应的峰值。

然后本发明的“空间谱分离方法”，计算得到5.8GHz对应的锥削和纹波曲线，如图15所示。作为对照，还给出了传统的多项式拟合方法计算得到锥削和纹波曲线，如图16所示。对比图15和图16可知，其结果大体一致，但图15所示的锥削曲线细节更丰富。

实施例3

开展32GHz电波暗室的静区仿真，如图17和图18所示，将如1/10倍的电磁波波长λ采用的波形成为“原始波形”，将如1/2倍的电磁波波长λ采用的波形成为“稀疏抽样波形”，及其权利要求5所述的“稀疏抽样恢复波形”。在图17中，由于毫米波频段波形密集，波形叠加难于区分，然后可以做局部放大形成图18。

然后按照本发明的“空间谱分离方法”，计算得到32GHz对应的锥削和纹波曲线，如图19所示。作为对照，还给出了传统的多项式拟合方法计算得到锥削和纹波曲线，如图20所示。对比图19和图20可知，其结果大体一致，但图19所示的锥削曲线细节更丰富。

实施例4

在一个紧缩场电波暗室中开展实际测量，测量静区的幅度变化，首先在8GHz上开展测量，测量结果如图21所示，在100cm的尺度上出现了3个左右的干涉波峰，故而可以计算得到ΔL方向上的干涉波长λ

然后在38.5GHz上开展测量，测量结果如图22所示，在左边50cm的尺度上出现了6个左右的干涉波峰，故而可以计算得到ΔL方向上的干涉波长λ

本文虽然已经给出了本发明的几个实施例，但是本领域的技术人员应当理解，在不脱离本发明精神的情况下，可以对本文的实施例进行改变。上述实施例只是示例性的，不应以本文的实施例作为本发明权利范围的限定。