阈值电压生成器电路和对应的接收器设备

相关申请的交叉引用

本申请要求于2022年7月28日提交的意大利专利申请号102022000016017的优先权权益，该申请在法律允许的最大范围内通过引用并入于此。

技术领域

说明涉及与比较低电路一起使用的阈值生成器电路。一个或多个实施例可以被应用于例如通信系统的接收器设备。

背景技术

图1是用于在通信系统中使用的接收器设备5的组件的示例性电路框图。Hsieh(Hsieh,M.；Sobelman,G.:“Architectures for Multi-Gigabit Wire-Linked Clock andData Recovery,”IEEE Circuits and Systems Magazine,December 2008,vol.8,pp.45-57,doi:10.1109/MCAS.2008.930152)、D’Addato(D’Addato,M.；Elgani,A.M.；Perilli,L.；Franchi Scarselli,E.；Gnudi,A.；Canegallo,R.；Ricotti,G.:“A Gated OscillatorClock and Data Recovery Circuit for Nanowatt Wake-Up and Data Receivers,”Electronics 2021,vol.10,article no.780,doi:10.3390/electronics 10070780)和Elhebeary(Elhebeary,M.；Chen,L.-Y.；Pamarti,S.；KenYang,C.-K.:“An 8.5pJ/bitUltra-Low Power Wake-Up Receiver Using Schottky Diodes for IoT Applications,”ESSCIRC 2019-IEEE 45th European Solid State Circuits Conference(ESSCIRC),2019,pp.205-208,doi:10.1109/ESSCIRC.2019.8902825)(在下文中为“Elhebeary的论文”)的参考文件也是本领域已知的接收器架构的示例。

具体地，接收器设备5包括模数转换电路系统，被配置为根据输入模拟信号V

节点502处的电压(例如放大器50的正输入)在本文中被指示为v

备选地，在放大器50是非反相放大器的情况下，第二输出值高于DC值V

附加地，接收器设备5可以包括通过具有周期T

图2是当接收到的比特序列TS包括等于‘10101100’的比特流时,信号在图1的接收器设备5中的可能时间演变的示例性时序图。用T

具体地，图2是(即，信号V

图3是同样在接收到的序列TS包括等于‘10101100’的比特流的示例情况下，信号在图1的接收器设备5中的可能时间演变的示例性时序图。具体地，图3是放大器50的输出的上升时间τ

图4是同样在接收到的序列包括等于‘10101100’的比特流的示例情况下，信号在图1的接收器设备5中的可能时间演变的示例性时序图。具体地，图4是放大器输出的上升时间τ

因此，如果放大器50的输出的上升时间τ

在超低功率唤醒无线电(WUR)接收器领域中，已经提出了用于生成比较器52的阈值电压V

具体地，Roberts的论文公开了一种解决方案，其中比较器被计时，这需要一个常开时钟电路。附加地，比较器阈值由RC滤波器生成，这导致用于适当设置阈值的时间不可忽略不计，从而影响前导码持续时间。附加地，Roberts的论文中公开的解决方案需要大的RC值以产生超低功耗和具有有限数量的连续1或0的数据编码。比较器偏移可利用基于干扰电平的加权比特来编程。如果检测到连续数量的1或0，则自动偏移控制器提高或降低有效比较器阈值，这需要附加的时间来调整比较器偏移。

Sadagopan的论文公开了一种解决方案，其中比较器被计时，这需要一个常开时钟电路。附加地，通过在比较器输出中以50％的1和0为目标，通过具有片外控制环路的可编程电阻阶梯，根据接收到的信号幅度生成比较器阈值，这也导致了适当设置比较器阈值的时间不可忽略不计。

Moody的论文还公开了一种解决方案，其中比较器被计时，这需要一个常开时钟电路。附加地，比较器的有效阈值通过偏移控制算法来控制，该偏移控制算法在接收数据分组期间更新偏移。因此，同样根据该解决方案，需要不可忽略不计的时间来适当设置比较器阈值。

Elhebeary的论文公开了一种解决方案，其中可变增益放大器的增益在校准阶段期间被调整。它依赖于无时钟比较器，因此不需要常开时钟，而是包括RC滤波器来生成放大器偏置电压。因此，它意味着大的前导码时间，并且就连续的1和0的数量而言，数据编码是有限的。附加地，Elhebeary的论文中公开的解决方案依赖于可变大小的反相器来控制检测1或0的阈值电平，因此在校准阶段期间根据预期的接收到的信号幅度来调整比较器阈值电压。因此，在接收数据分组期间无法调整比较器阈值。

发明内容

本文公开的一个或多个实施例可以提供改进的阈值生成器电路，其与比较器电路一起用于例如通信系统的接收器设备的应用。因此，一个或多个实施例可以有助于提供改进的阈值电压生成器电路。

一个或多个实施例可以涉及一种对应的接收器设备。

根据第一方面，一种阈值电压生成器电路包括：时钟输入节点，被配置为接收时钟信号；第一信号输入节点，被配置为接收在第一DC电压和第二DC电压之间切换的第一调制信号；偏置电路，被配置为产生等于第一DC电压的偏置电压；第一输出节点，被配置为产生第一阈值电压；第一电容器；第二电容器；以及第一切换电路系统，被耦合至第一电容器和第二电容器。第一切换电路系统可在第一配置和第二配置之间切换，在第一配置中，第一电容器的第一端子被耦合至第一信号输入节点，第二电容器的第一端子被耦合至偏置电路，并且第一电容器和第二电容器的第一端子彼此解耦，在第二配置中，第一电容器的第一端子与第一信号输入节点解耦，第二电容器的第一端子与偏置电路解耦，并且第一电容器和第二电容器的第一端子彼此耦合并且被耦合至第一输出节点。电路还包括控制电路系统，该控制电路系统被配置为：响应于第一调制信号具有第二DC电压，首先将第一切换电路系统设置为第一配置，从而将第一电容器充电至第二DC电压，并且将第二电容器充电至第一DC电压，并且响应于在时钟信号中检测到的边沿，随后将第一切换电路系统设置为第二配置，从而在第一电容器和第二电容器之间发生电荷再分布之后在第一输出节点处产生第一阈值电压。

因此，一个或多个实施例可以提供一种用于为接收器设备中的比较器产生阈值电压的解决方案，其中在调制信号的接收开始时快速且自适应地生成阈值电压的值。

根据另一方面，一种接收器设备包括：根据一个或多个实施例的阈值电压生成器电路，并且被配置为产生第一阈值电压；一对节点，被配置为在其间接收指示数据比特序列的包络信号；放大器电路，被耦合至一对节点以接收包络信号，并且被配置为根据包络信号产生在第一DC电压和第二DC电压之间切换的第一调制信号；比较器电路，被配置为将第一调制信号与第一阈值电压进行比较以产生指示数据比特序列的数字数据信号；以及振荡器电路，被配置为产生在阈值电压生成器电路的时钟输入节点处接收的时钟信号。

附图说明

现在将参考附图仅以示例的方式描述一个或多个实施例，在附图中：

图1是用于在通信系统中使用的接收器设备的示例性电路框图，该接收器设备包括由振荡器电路计时的数字电路和相关的模数转换电路系统；

图2是在放大器输出信号的上升时间和下降时间相对于比特时间可忽略不计的情况下，信号在图1的接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图3是在放大器输出信号的上升时间和下降时间相对于比特时间不可忽略不计，并且比较器阈值电压与放大器输出信号的幅度兼容的情况下，信号在图1的接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图4是在放大器输出信号的上升时间和下降时间相对于比特时间不可忽略不计，并且比较器阈值电压未被调整为放大器输出信号的幅度的情况下，信号在图1的接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图5是用于在通信系统中使用的接收器设备的示例性电路框图，该接收器设备包括根据本说明的一个或多个实施例的阈值电压生成器电路；

图6是信号在图5的接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图7是用于在通信系统中使用的接收器设备的示例性电路框图，该接收器设备包括根据本说明的一个或多个实施例的可配置的阈值电压生成器电路；

图8是用于在通信系统中使用的接收器设备的示例性电路框图，该接收器设备包括根据本说明的一个或多个实施例的具有刷新能力的阈值电压生成器电路；

图9是信号在图8的接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图10是图8的接收器设备的有限状态机的操作状态的示例性框图；

图11是用于在通信系统中使用的差分接收器设备的示例性电路框图，该差分接收器设备包括由振荡器电路计时的数字电路和相关的差分模数转换电路系统；

图12是用于在通信系统中使用的差分接收器设备的示例性电路框图，该差分接收器设备包括根据本说明的一个或多个实施例的差分阈值电压生成器电路；

图13是信号在图12的差分接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图14是用于在通信系统中使用的差分接收器设备的示例性电路框图，该差分接收器设备包括根据本说明的一个或多个实施例的具有刷新能力的差分阈值电压生成器电路；

图15是信号在图14的差分接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图16是用于在通信系统中使用的另一接收器设备的示例性电路框图，该接收器设备包括由振荡器电路计时的数字电路和具有滞后行为的相关的模数转换电路系统；

图17是用于在通信系统中使用的接收器设备的示例性电路框图，该接收器设备包括根据本说明的一个或多个实施例的阈值电压生成器电路；

图18是信号在图17的滞后接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图；

图19是用于在通信系统中使用的滞后接收器设备的示例性电路框图，该滞后接收器设备包括根据本说明的一个或多个实施例的具有刷新能力的阈值电压生成器电路；以及

图20是信号在图19的滞后接收器设备中的可能时间演变的示例性时序图。

具体实施方式

在随后的说明中，图示了一个或多个具体细节，其旨在提供对该说明的实施例的示例的深入理解。实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下或在具有其他方法、组件、材料等的情况下获得。在其他情况下，已知的结构、材料或操作未被详细图示或描述，使得实施例的某些方面不会被遮盖。

在本说明的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示关于该实施例描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，可能存在于本说明的一个或多个点中的诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”等短语不一定指一个相同的实施例。而且，特定配置、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合。

本文使用的标题/参考文献仅出于便利性而提供，因此不限定保护范围或实施例的范围。

在本文附属的所有附图中，除非上下文另有指示，否则相似的部分或元件用相似的附图标记/数字指示，并且对应的说明为了简洁起见而不被重复。

图5是例如用于在通信系统中使用的根据一个或多个实施例的接收器设备9的组件的示例性电路框图。具体地，接收器设备9包括：模数转换电路系统，被配置为根据输入模拟信号V

接收器设备9的模数转换电路系统包括比较器阈值电压生成器电路90，其被配置为根据放大器输出电压V

具体地，阈值电压生成器电路90包括第一电容器C1(例如集成电容器)、第二电容器C2(例如集成电容器)、第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3。电容器C1和C2可以具有相同的电容值。开关S1(例如晶体管，可选为MOS晶体管，可选为n沟道MOS晶体管)具有被连接至放大器50的输出端子的第一端子和被连接至电容器C1的第一端子的第二端子。开关S1由控制信号Φ1控制，例如当信号Φ1被断言(例如被设置为高逻辑值‘1’)时，开关S1闭合(导电)，并且当信号Φ1被取消断言(例如被设置为低逻辑值‘0’)时，开关S1断开(不导电)。因此，开关S1被配置为当信号Φ1被断言时将电容器C1的第一端子耦合至放大器50的输出端子以接收电压V

电容器C1的第二端子被连接至接地节点GND。开关S2(例如晶体管，可选为MOS晶体管，可选为n沟道MOS晶体管)具有被连接至电容器C1的第一端子的第一端子和被连接至电容器C2的第一端子的第二端子。开关S2由控制信号Φ1的补码

电容器C2的第二端子被连接至接地节点GND。开关S3(例如晶体管，可选为MOS晶体管，可选为n沟道MOS晶体管)具有被连接至电容器C2的第一端子的第一端子和被连接至偏置源92的第二端子，以接收等于放大器50的DC输出电压的电压V

因此，开关S3被配置为当信号Φ1被断言时将电容器C2的第一端子耦合至偏置源92以接收电压V

附加地，阈值电压生成器电路90包括控制电路系统，该控制电路系统被配置为生成用于产生比较器52的阈值电压V

图5是产生信号Φ1和

接收器设备9和阈值电压生成器电路90的操作可以参考图6进一步理解，图6是信号在图5的接收器设备9中的可能时间演变的示例性时序图。操作原理是通过在电容器C1和C2两端产生对应于放大器50在第一比特时间T

首先，信号Φ1被断言，并且信号

就在时钟信号Clk的第一边沿之前(即，在第一比特时间T

信号Φ1被取消断言并且信号

因此，在图5中例示的一个或多个实施例中，比较器52的阈值电压V

仅通过示例的方式，图5中例示的一个或多个实施例可以在意法半导体的90-nmCMOS技术中提供以下性能：在0.6V的电源电压和1kbit/s的数据比特率下，接收器设备9的功耗可以在13.5nW的数量级，并且使用电容等于1pF的电容器C1和C2，最大可接收分组长度可以是大约140比特。可接收的连续0的最大数量以及可接收的连续1的最大数量也可以是大约140比特。

要注意的是，因为电容值的增大意味着放大器输出信号V

例如，在图7中例示的一个或多个实施例中，电容器C1和C2的电容值、放大器50供应的电流和偏置源92供应的电流可以是能够根据配置信号CFG(例如一个或多个配置比特)编程。例如，可以通过对信号CFG的比特进行编程而使放大器50和偏置源92的DC偏置电流可变。类似地，可以通过对信号CFG的比特进行编程而使电容器C1和C2的电容可编程。具体地，可以使电容值和偏置电流根据可接收数据分组的期望最大长度可编程。

因此，图5和7中例示的一个或多个实施例可以提供以下一个或多个优点。比较器阈值电压生成电路系统促进阈值电压V

因此，在可能不需要前导码的情况下，接收器设备可能不会表现出长的前导码时间。在一个或多个实施例中，阈值电压V

如先前讨论的，图5和7中例示的实施例可能涉及电容器C1和C2的电容值(与放大器50供应的电流相关)与最大可接收数据分组长度之间的折衷。注意，通过在接收数据分组期间刷新电容器C1和C2两端的电压，可以接收更长的数据分组并且对其进行正确采样，而不需要增加电容器C1、C2的电容。因此，图8中例示的一个或多个实施例可以包括阈值电压刷新电路布置。

图8是例如用于在通信系统中使用的根据一个或多个实施例的接收器设备9的组件的示例性电路框图。与图5中例示的实施例类似地，接收器设备9包括：模数转换电路系统，被配置为根据输入模拟信号V

接收器设备9的模数转换电路系统包括比较器阈值电压生成器电路110，被配置为通过采取具有电压刷新能力的采样-保持架构，根据放大器输出电压V

简而言之，阈值电压生成器电路110包括第一电容器C1、第二电容器C2、第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3，其基本上如参考图5公开地布置和进行控制。附加地，阈值电压生成器电路110包括第三电容器C3、第四电容器C4、第四开关S4、第五开关S5和第六开关S6，它们也基本上与图5的电容器C1和C2以及开关S1、S2和S3一样地布置。电容器C3和C4可以具有相同的电容值，该电容值可以等于电容器C1和C2的电容值。开关S4由控制信号Φ2控制，例如当信号Φ2被断言时，开关S4闭合，并且当信号Φ2被取消断言时，开关S4断开。开关S5由作为信号Φ2的补码的控制信号

如图8中例示，比较器52具有被连接至放大器50的输出端子以接收信号V

附加地，阈值电压生成器电路110包括控制电路系统，该控制电路系统被配置为生成控制信号Φ1和Φ2(以及它们的补码

接收器设备9和阈值电压生成器电路110的操作可以参考图9和图10进一步理解，图9是信号在图8的接收器设备9中的可能时间演变的示例性时序图，图10是有限状态机112的可能操作状态和转变的示例性状态图。如图8、9和10中例示的，有限状态机112可以在第一状态SA、第二状态SB和第三状态SC之间切换。

具体地，第一状态SA是重置状态，并且FSM 112首先在状态SA下操作，即，直到检测到相应时钟信号CK中的第一边沿。在重置状态SA下，一对切换电容器(例如C3和C4对)的配置与参考图5和6的实施例描述的初始条件相同，即，该电容器对中的第一电容器(例如C3)被耦合至放大器50的输出并且被充电至电压V

响应于检测到时钟信号CK中的边沿(例如在数据分组的第一个接收到的比特‘1’期间)，FSM 112从状态SA切换到状态SB。在状态SB下，在状态SA期间被充电至电压V

两个电容器具有相同的电容值，当并联耦合时，其两端的电压V

响应于检测到时钟信号CK中的随后的边沿(例如在数据分组的另一接收到的比特‘1’期间)，FSM 112从状态SB切换到状态SC。状态SC基本上与状态SB互补。在状态SC下，在状态SB期间被充电至电压V

两个电容器具有相同的电容值，当它们被并联耦合时，其两端的电压V

仅通过示例的方式，图8中例示的一个或多个实施例可以在意法半导体的90-nmCMOS技术中提供以下性能：在0.6V的电源电压和1kbit/s的数据比特率下，接收器设备的功耗可以在13.5nW的数量级，并且使用电容等于1pF的电容器C1、C2、C3和C4，最大可接收分组长度实际上可以是不受限制的。可接收的连续0的最大数量可以是大约140比特，因为当接收到‘1’比特时发生阈值电压的刷新，可接收的连续1的最大数量实际上可以是不受限制的。

要注意的是，通过迫使发送的数据信号TS包括具有‘1’值的一些比特，即使在发送‘0’序列时，也可以增加可接收的连续0的最大数量，并且使其几乎不受限制，例如通过应用曼彻斯特编码也可以是这种情况。备选地，如果放大器50是非反相放大器，因为在接收到‘0’比特时发生阈值电压的刷新，可接收的连续0的最大数量实际上是不受限制的。

可选地，在图8中例示的一个或多个实施例中，分频器电路116可以被布置在振荡器56和AND逻辑门114之间的信号路径中，以仅传播信号Clk的脉冲子集，使得FSM电路112的时钟信号CK包括更少的脉冲(即，它不包括出现在接收到的数据分组中的每个‘1’处的脉冲)并且阈值电压V

因此，除了先前结合图5中例示的实施例讨论的优点之外，图8中例示的一个或多个实施例可以提供又一优点，即，阈值电压V

要注意的是，尽管实施例的阈值电压刷新能力如图8中例示，但是参考图7公开的配置原理也可以被应用于这些实施例。

如图11中例示，依赖于全差分架构的接收器设备11也在实施例的可能应用范围内。接收器设备11的操作基本上与图1中例示的接收器设备5一样，但包括具有增益G1的全差分放大器电路50’，该全差分放大器电路产生第一(例如正)放大输出信号V

Wong的论文(Wong,K.L.J.；Le,M.；Kim,K.Y.:“A 20μV/℃digital offsetcompensation technique for comparators and differential amplifiers,”2012IEEEAsian Solid State Circuits Conference(A-SSCC),2012,pp.53-56,doi:10.1109/IPEC.2012.6522625)是差分比较器电路52’的示例性的可能晶体管电平实施方式。

因此，一个或多个实施例可以被配置为根据放大器输出信号V

图12是包括模数转换电路系统的接收器设备11的组件的示例性电路框图，该模数转换电路系统包括比较器阈值电压生成器电路120，该比较器阈值电压生成器电路120被配置为通过采取采样-保持架构根据放大器输出电压信号V

简而言之，阈值电压生成器电路120包括第一电容器C1、第二电容器C2、第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3，它们如参考图5公开地布置和进行控制。此处特别是开关S1的第一端子被连接至放大器50’的第一(例如正)输出端子以接收信号V

接收器设备11和阈值电压生成器电路120的操作可以参考图13进一步理解，图13是信号在图12的接收器设备11中的可能时间演变的示例性时序图。此处要注意的是，第一阈值信号V

要注意的是，参考图7公开的配置原理也可以被应用于图12中例示的实施例。

在其他实施例中，图8中例示的阈值电压刷新架构也可以通过基本上复制图8的架构(如图14中例示的)而被应用于包括图11中例示的全差分架构的接收器设备。图14是阈值电压生成器电路140的示例性电路框图，该阈值电压生成器电路被配置为通过采取具有电压刷新能力的采样-保持架构来根据放大器输出电压信号V

简而言之，阈值电压生成器电路140包括第一电容器C1、第二电容器C2、第三电容器C3、第四电容器C4、第一开关S1(由信号Φ1控制)、第二开关S2(由信号

附加地，阈值电压生成器电路140包括第五电容器C5、第六电容器C6、第七电容器C7、第八电容器C8、第九开关S9(由信号Φ1控制)、第十开关S10(由信号

被配置为生成控制信号Φ1和Φ2(以及它们的补码

接收器设备11和阈值电压生成器电路140的操作可以参考图15进一步理解，图15是信号在图14的接收器设备11中的可能时间演变的示例性时序图。

要注意的是，尽管实施例的阈值电压刷新能力如图14中例示，但是参考图7公开的配置原理也可以被应用于这些实施例。

图16中例示的依赖于施密特触发比较器(而不是简单的(单一阈值)比较器)的接收器设备16也在实施例的可能应用范围内。接收器设备16的操作基本上与图1中例示的接收器设备5一样，但包括(例如反相)施密特触发比较器52”，它接收由放大器50产生的放大信号V

因此，一个或多个实施例可以被配置为生成一对阈值电压V

图17是包括模数转换电路系统的接收器设备16的组件的示例性电路框图，该模数转换电路系统包括比较器阈值电压生成器电路160，该比较器阈值电压生成器电路160被配置为通过采取采样-保持架构、根据放大器输出电压信号V

简而言之，阈值电压生成器电路160包括第一电容器C1、第二电容器C2、第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3，其基本上如参考图5所公开地布置和进行控制。因此，在电容器C2的第一端子处产生第一阈值电压V

具体地，电容器C1、C2、C9和C10的电容值可以被定义如下，其中C一般指示相同的电容值(例如单位电容)：

C1＝C

C2＝(N-1)·C

C9＝C

在开始接收数据分组时，当Φ1＝1并且

Q1＝C·V

Q2＝(N-1)·C·V

Q9＝C·V

当系统切换到Φ1＝0和

Q1＝C·(V

Q2＝(N-1)·C·V

Q9＝C·(V

因此，阈值电压V

N和M的值可以被设计为根据系统规范设置施密特触发器52”的阈值电压V

接收器设备16和阈值电压生成器电路160的操作可以参考图18进一步理解，图18是信号在图17的接收器设备16中的可能时间演变的示例性时序图。此处要注意的是，第一阈值信号V

要注意的是，参考图7公开的配置原理也可以被应用于图17中例示的实施例。

在其他实施例中，图8中例示的阈值电压刷新架构也可以通过基本上复制图8的架构(如图19中例示)而被应用于包括图16中例示的施密特触发比较器52”的接收器设备。图19是阈值电压生成器电路190的示例性电路框图，该阈值电压生成器电路190被配置为通过采取具有电压刷新能力的采样-保持架构来根据放大器输出电压信号V

简而言之，阈值电压生成器电路190包括第一电容器C1、第二电容器C2、第三电容器C3、第四电容器C4、第一开关S1(由信号Φ1控制)、第二开关S2(由信号

附加地，阈值电压生成器电路190包括第五电容器C9、第六电容器C10、第七电容器C11、第八电容器C12、第九开关S17(由信号Φ1控制)、第十开关S18(由信号

具体地，电容器C1、C2、C3、C4、C9、C10、C11和C12的电容值可以被定义如下，其中C一般指示相同的电容值(例如单位电容)：

C1＝C3＝C9＝C11＝C↓

C2＝C4＝(N-1)·C↓

被配置为生成控制信号Φ1和Φ2(以及它们的补码

因此，在FSM 112的三种操作状态SA、SB和SC中的每种操作状态下分别存储在电容器C1、C2、C3、C4、C9、C10、C11和C12中的电荷Q1、Q2、Q3、Q4、Q9、Q10、Q11和Q12可以根据在说明末尾再现的表格I.1和I.2来计算。

表I.1

表I.2

阈值电压V

接收器设备16和阈值电压生成器电路190的操作可以参考图20进一步理解，图20是信号在图19的接收器设备16中的可能时间演变的示例性时序图。

要注意的是，尽管实施例的阈值电压刷新能力如图19中例示，但是参考图7公开的配置原理也可以被应用于这些实施例。

在不损害基本原理的情况下，细节和实施例可以相对于仅通过示例描述的内容变化，甚至显著变化，而不脱离保护范围。

保护范围由附属权利要求确定。