一种电机控制芯片及电机控制电路

技术领域

本发明涉及电机控制的技术领域，尤其涉及一种电机控制芯片及电机控制电路。

背景技术

FOC（field-oriented control）为磁场导向控制，又称为矢量控制（vectorcontrol），是一种利用变频器控制三相电机的技术，利用调整变频器的输出频率、输出电压的大小及角度，来控制电机的输出。FOC在无刷电机或其它类型电机的应用场景下，如何在实现电机控制功能和功耗检测的同时，还能协调电机控制芯片的引脚数和芯片占用面积大小需求是本领域技术人员迫切需要解决的技术问题。

发明内容

本申请公开一种电机控制芯片及电机控制电路。为了对披露的技术方案的一些方面有一个基本的理解，下面给出了简单的概括。该概括部分不是泛泛评述，也不是要确定关键/重要组成元素或描绘本申请的保护范围。其目的是用简单的形式呈现一些概念，以此作为后面的详细说明的纲要。具体技术方案如下：

一种电机控制芯片，所述电机控制芯片用于连接三相逆变电路、采样电阻和滤波电容；其中，采样电阻与三相逆变电路连接，使三相逆变电路产生的干路电流流经采样电阻；所述电机控制芯片，用于通过采样电阻输入电机采样电压，其中，电机采样电压包括所述干路电流在采样电阻两端产生的电压；所述电机控制芯片，用于对所述电机采样电压进行放大处理，得到第一转换信号；所述电机控制芯片通过一个引脚连接滤波电容；所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号进行滤波处理，得到过滤信号，再根据过滤信号检测电机的功耗；所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号进行模数转换，得到第二转换信号，再使用FOC算法对第二转换信号进行处理，得到空间矢量信号，然后将空间矢量信号调制为状态编码值，再将状态编码值输出给三相逆变电路，以实时调节所述三相逆变电路产生的干路电流，进而实现闭环调节所述电机采样电压；其中，三相逆变电路用于基于状态编码值产生电机所需的三相电压，以驱动电机运转。

综上所述，所述电机控制芯片在闭环调节所述电机采样电压的应用中，三相逆变电路设置在所述电机控制芯片的外部，比内部集成逆变电路时所需使用的芯片面积小得多；而且三相逆变电路产生的干路电流能够被所述电机控制芯片采样、放大和模数转换后接受FOC算法处理并调制出状态编码值，以实施对三相逆变电路的反馈控制，进而控制电机的运转，则所述电机控制芯片可以同时采样放大并滤波所述三相逆变电路产生的干路电流，进而用于功耗计算，即使所述电机控制芯片仅通过一个引脚连接芯片外部的滤波电容，也能正常滤波并进行功耗检测，降低高精度功耗检测的成本。因此，与现有技术相比，本申请通过所述电机控制芯片的引脚设计和内部集成度设计，在保持电机正常运转功能和功耗检测功能的情况下，实现了减少芯片占用面积和所需外引的引脚数量。

进一步地，所述电机控制芯片包括可编程增益放大器、模数转换器、滤波电阻、处理器单元和调制信号发生器；可编程增益放大器通过两个输入引脚连接所述采样电阻，可编程增益放大器用于输入所述电机采样电压，再对所述电机采样电压进行放大处理，得到所述第一转换信号，再将所述第一转换信号传输给模数转换器的第一转换输入端；模数转换器的第一转换输入端与滤波电阻的一端连接，滤波电阻的另一端通过一个引脚连接所述滤波电容的一端，所述滤波电容的另一端接地，滤波电阻的另一端与模数转换器的第二转换输入端连接，滤波电阻和所述滤波电容用于对所述第一转换信号进行滤波处理，得到所述过滤信号；模数转换器的第二转换输入端，用于输入所述过滤信号；模数转换器，还用于对所述过滤信号进行模数转换，得到第三转换信号，再将所述第三转换信号传输给所述处理器单元；所述处理器单元，用于利用所述第三转换信号计算电机的功耗。因此，本申请通过将电机控制芯片中可编程增益放大器的输出端、模数转换器ADC的其中一输入端、滤波电阻进行内部共接以实现通过一个引脚引出芯片，进一步减少所述电机控制芯片的引脚数量；同时可以保持电机控制芯片对过滤后的信号进行功耗检测。

进一步地，所述模数转换器，用于对所述第一转换信号进行模数转换，得到所述第二转换信号，再将所述第二转换信号传输给所述处理器单元；所述处理器单元，用于使用FOC算法对第二转换信号进行处理，输出空间矢量信号给所述调制信号发生器；所述调制信号发生器，用于通过计时的方式将空间矢量信号调制为所述状态编码值，以在所述状态编码值输出给三相逆变电路后，通过实时流经采样电阻的电流影响所述第一转换信号的电压大小。从而实时调节所述三相逆变电路产生的干路电流，进而实现闭环调节所述第一转换信号或所述电机采样电压，即使所述第一转换信号或所述电机采样电压携带高频信号。

进一步地，所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号和设定电压进行比较，再在所述第一转换信号的电压大于设定电压时，不输出所述状态编码值给所述三相逆变电路以控制所述电机停止运转，或者，在所述第一转换信号的电压小于或等于设定电压时，输出所述状态编码值给所述三相逆变电路。本申请通过设定电压阈值做电机瞬时过流的保护，实现异常监控和控制。

进一步地，电机控制芯片包括比较器和数模转换器；所述比较器的同相输入端与所述可编程增益放大器的输出端连接，所述比较器的同相输入端用于输入所述第一转换信号；所述比较器的反相输入端与数模转换器的输出端连接，数模转换器的转换输入端接入所述电机控制芯片内部设定的过流电压阈值，以使所述比较器的反相输入端输入所述设定电压；所述比较器，用于在所述第一转换信号的电压大于所述设定电压时，输出第一使能控制信号给所述调制信号发生器以控制所述调制信号发生器不计时产生所述状态编码值；所述比较器，还用于在所述第一转换信号的电压小于或等于所述设定电压时，输出第二使能控制信号给所述调制信号发生器以控制所述调制信号发生器计时产生所述状态编码值；其中，第一使能控制信号所处的电平逻辑状态不同于第二使能控制信号所处的电平逻辑状态。综上，本申请通过将所述比较器的同相输入端、所述可编程增益放大器的输出端与模数转换器的第一转换输入端在芯片内部共接，不需引出引脚；而且，所述比较器的反相输入端与数模转换器的输出端连接，数模转换器的转换输入端接入所述电机控制芯片内部设定的过流电压阈值，则不需引出引脚；从而进一步减少所述电机控制芯片所需引出的引脚数量，也即进一步减小了芯片体积。

进一步地，所述调制信号发生器，用来计时出开关周期，以调制出电压矢量持续作用的时间；所述调制信号发生器，用于输出多个所述状态编码值给所述三相逆变电路，以控制所述三相逆变电路输出电机所需的三相电压，其中，电机所需的三相电压用于反映电机的转动角度；该多个所述状态编码值是在一个载波周期内的脉宽调制信号序列；载波周期大于开关周期。从而产生各个所述状态编码值在一个载波周期内的组合或各个电压矢量在一个载波周期内的组合。

进一步地，所述处理器单元使用FOC算法对第二转换信号进行处理的方法包括：将第二转换信号分解到多个相位上，得到各个相位上对应的电压矢量，并对应配置各个相位上的开关周期，再通过PID调节来缩小所述电压矢量与开关周期的线性组合与所期望的电压矢量之间的误差，其中，所述空间矢量信号是所述电压矢量与开关周期的线性组合，使各个相位上的电压矢量合成所述空间矢量信号；其中，所述开关周期是所述三相逆变电路各个桥臂的开关管的导通时间。因此，所述处理器单元先使用FOC算法求解出所述空间矢量信号，再将所述空间矢量信号输入所述调制信号发生器进行调制，得到多个所述状态编码值，在时序波形形态上表示为空间电压脉冲调制信号的波形。

进一步地，所述调制信号发生器通过六个引脚连接到所述三相逆变电路，所述调制信号发生器用于输出六个所述状态编码值给所述三相逆变电路；在所述载波周期内，六个所述状态编码值各自依次持续作用所述载波周期的六分之一，使所述三相逆变电路获得一个正六边形的旋转磁场，进而驱动所述电机转动。

进一步地，所述可编程增益放大器包括运算放大器、第一电阻、第二电阻以及第三电阻，运算放大器的同相输入端与第一电阻的一端连接，第一电阻的另一端通过一个输入引脚与所述采样电阻的一端连接，所述采样电阻的另一端接地；运算放大器的反相输入端与第二电阻的一端连接，第二电阻的另一端通过另一个输入引脚与所述采样电阻的另一端连接，第二电阻的另一端连接所述电机控制芯片内部的参考地，以减少所述电机控制芯片的引脚数量；运算放大器的反相输入端通过第三电阻与运算放大器的输出端连接，其中，运算放大器的输出端是所述可编程增益放大器的输出端。综上，本申请通过将所述比较器的同相输入端、所述可编程增益放大器PGA的输出端与模数转换器的第一转换输入端在芯片内部共接以不需引出引脚，而且，所述比较器的反相输入端与数模转换器的输出端连接，数模转换器的转换输入端接入所述电机控制芯片内部设定的过流电压阈值，则不需引出引脚；从而进一步减少所述电机控制芯片所需引出的引脚数量。

一种电机控制电路，所述电机控制电路包括三相逆变电路、采样电阻、滤波电容以及所述电机控制芯片；所述电机控制芯片通过一个引脚连接滤波电容；所述电机控制芯片与三相逆变电路连接，所述电机控制芯片也与采样电阻连接，采样电阻与三相逆变电路连接，以形成闭环通路；其中，三相逆变电路通过三个端口连接所需驱动的电机；三相逆变电路，用于利用所述电机控制芯片输出的状态编码值产生U相电压、V相电压和W相电压，再分别将U相电压、V相电压和W相电压施加给所述电机。因此，所述电机控制电路在闭环调节所述电机采样电压的过程中，三相逆变电路设置在所述电机控制芯片的外部，比内部集成逆变电路时所需使用的芯片面积小得多；而且三相逆变电路产生的干路电流能够被所述电机控制芯片采样放大模数转换后接受FOC算法处理并调制出状态编码值，以实施对三相逆变电路的反馈控制，进而控制电机的运转，则所述电机控制芯片可以同时采样放大并滤波所述三相逆变电路产生的干路电流，进而用于功耗计算，即使所述电机控制芯片仅通过一个引脚连接芯片外部的滤波电容，也能正常滤波并进行功耗检测，降低高精度功耗检测的成本。

进一步地，所述三相逆变电路包括第一上MOS管、第一下MOS管、第二上MOS管、第二下MOS管、第三上MOS管以及第三下MOS管；其中，所述三相逆变电路的开关管采用MOS管；第一上MOS管的第一传输极、第二上MOS管的第一传输极与第三上MOS管的第一传输极均连接于工作电源；第一上MOS管的第二传输极与第一下MOS管的第一传输极连接，形成U相的桥臂支路，第一上MOS管的第二传输极与第一下MOS管的第一传输极的公共节点是U相输出端，以产生U相电压；第二上MOS管的第二传输极与第二下MOS管的第一传输极连接，形成V相的桥臂支路，第二上MOS管的第二传输极与第二下MOS管的第一传输极的公共节点是V相输出端，以产生V相电压；第三上MOS管的第二传输极与第三下MOS管的第一传输极连接，形成W相的桥臂支路，第三上MOS管的第二传输极与第三下MOS管的第一传输极的公共节点是W相输出端，以产生W相电压；第一下MOS管的第二传输极、第二下MOS管的第二传输极与第三下MOS管的第二传输极均连接于所述采样电阻的一端，所述采样电阻的另一端接地,其中，流经所述采样电阻的电流是所述三相逆变电路产生的干路电流；流经所述采样电阻的电流包括所述电机输出的U相电流、所述电机输出的V相电流以及所述电机输出的W相电流，以形成所述电机控制芯片所需采样的反馈电流；所述调制信号发生器通过六个引脚分别连接到第一上MOS管的控制极、第一下MOS管的控制极、第二上MOS管的控制极、第二下MOS管的控制极、第三上MOS管的控制极以及第三下MOS管的控制极。从而三个上MOS管构成三相逆变电路的上桥臂，需要引入三根控制线；三个下MOS管称为三相逆变电路的下桥臂，也需要引入三根控制线。同一相上下桥臂不能同时导通，同时导通同一相上下桥臂会造成电源短路，则同一桥臂的上、下开关管驱动信号需要互补（一个关断的同时，另一个导通）。

附图说明

图1是本申请一实施例公开一种电机控制电路的示意图。

图2是本申请又一实施例公开三相逆变电路的示意图。

图3是本申请又一实施例公开的可编程增益放大器的内部电路示意图。

实施方式

以下描述和附图充分地示出本发明的具体实施方案，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施方案可以包括结构的、逻辑的、电气的、过程的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的组件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的部分和特征。本申请公开的实施方案的范围包括权利要求书的整个范围，以及权利要求书的所有可获得的等同物。这些实施方案可以被单独地或总地用术语“本申请或本实施例”来表示，这仅仅是为了方便，并且如果事实上公开了超过一个的发明技术方案，不是要自动地限制该应用的范围为任何单个发明或发明构思。

作为一种实施例，参阅图1可知，公开一种电机控制芯片，该电机控制芯片用于连接三相逆变电路、采样电阻和滤波电容，如图1所示，该电机控制芯片通过引出若干引脚依次连接三相逆变电路、采样电阻Rs和滤波电容Cf，其中，对滤波电容所引出的引脚数量是最少，而对三相逆变电路所引出的引脚是最多，但是由于将内设开关管最多的三相逆变电路设置在芯片之外，能够减少芯片占用面积，而且一般对三相逆变电路所引出的引脚的数量不超出6个，对整个芯片的引脚数量的影响不大，在封装设计成本允许的范围之内。为了实现电机控制功能和电量检测，本实施例需要连接成闭环通路，其中，该电机控制芯片与三相逆变电路连接，该电机控制芯片也与采样电阻Rs连接，采样电阻Rs与三相逆变电路连接，从而连接形成闭环通路，同时使三相逆变电路产生的干路电流流经采样电阻Rs，三相逆变电路产生的干路电流是来源于三相逆变电路所需驱动的电机的三相电流，包括图1中的电机的U相输出端输出的电流、电机的V相输出端输出的电流或电机的W相输出端输出的电流。

在本实施例中，所述电机控制芯片，用于通过采样电阻Rs输入电机采样电压，其中，电机采样电压包括所述干路电流在采样电阻Rs两端产生的电压，如图1所示的采样电阻Rs的一端电压输入所述电机控制芯片的一个正输入引脚，同时，采样电阻Rs的另一端电压输入所述电机控制芯片的一个负输入引脚。在三相逆变电路产生的干路电流是来源于三相逆变电路所需驱动的电机的三相电流的基础上，采样电阻Rs的一端电压可以理解为来源于电机输出的U相电压、电机输出的V相电压或W相电压，用以检测电机的转动角度。

在本实施例中，所述电机控制芯片，用于对所述电机采样电压进行放大处理，得到第一转换信号，通过对所述电机采样电压进行放大处理，可以有效地测量微弱的电信号，特别是使用差分放大电路框架能够有效地抑制零点漂移现象。其中，第一转换信号是采样电阻Rs的两端电压经过放大处理的结果，所以第一转换信号的电压可以理解为电机的U相转换电压、电机的V相转换电压或电机的W相转换电压。

在本实施例中，如图1所示，所述电机控制芯片通过一个引脚V_F连接滤波电容Cf，作为外挂电容，配合芯片内部的电阻构成滤波电路，与现有技术中将滤波电路完全集成在芯片的方式相比，减少芯片占用面积，例如，滤波电容Cf的电容值一般大于100pF，如果集成到所述电机控制芯片的内部，则导致芯片面积变大；与现有技术中完全将滤波电路设置在芯片的外部并使用至少两个引脚连接的方式相比，减少引脚数量，例如将滤波电阻和滤波电容都设置在所述电机控制芯片的外部，则所述电机控制芯片需要引出至少两个引脚连接滤波电阻，至少一个作为采样输入端，而另一个作出滤波输出端。因此，本实施例所述电机控制芯片通过一个引脚V_F连接滤波电容Cf，作为外挂电容，从而只需要一个引脚即可配合芯片内部的电阻构成滤波电路，减少成本。

在本实施例中，所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号进行滤波处理，得到过滤信号，对应为图1的AD1端的电压，由于采用的滤波电容只有一个，所以优选为低通滤波信号；再根据过滤信号检测电机的功耗，因此，所述电机控制芯片通过对所述第一转换信号滤除高频信号后才计算电机的功耗，滤除高频信号后的第一转换信号的电压，即过滤信号的电压，通过与流经采样电阻的电流相乘，可以得到所述电机的功耗，尤其是流经采样电阻的电流是电机输出的母线电流的情况下可以直接计算出电机的工作功耗，只需要一个引脚连接滤波电容完成滤波操作，降低高精度功耗检测的成本。

所述电机控制芯片通过采样电阻Rs输入电机采样电压并对其放大处理为第一转换信号的情况下，所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号进行模数转换，得到第二转换信号，再使用FOC算法（本质上是一种扭矩控制算法，用于对电场矢量的大小和方向的控制）对第二转换信号进行处理，得到空间矢量信号（归属于数字信号，也视为来源于脉宽调制波形），然后将空间矢量信号调制为状态编码值，再将状态编码值输出给所述三相逆变电路，但均不需要对第一转换信号、第二转换信号以及空间矢量信号进行滤波处理，以携带高频噪声的状态的空间矢量信号或状态编码值控制所述三相逆变电路的各相位的工作状态，此时，所述三相逆变电路产生的干路电流可以作为所述电机控制芯片所需采样的反馈电流，从而实时调节所述三相逆变电路产生的干路电流，进而实现闭环调节所述第一转换信号或所述电机采样电压，其中，三相逆变电路用于基于状态编码值产生电机所需的三相电压，以驱动电机运转；因此可以在前述闭环通路中实时反馈调节所述电机采样电压，使所述电机控制芯片产生的空间矢量信号或状态编码值逼近预期的结果，从而在闭环调节过程中维持电机的正常运转，减少异常现象；另一方面，在实时反馈调节所述电机采样电压的过程中保持监测电机的功耗，不需要引出过多的引脚进行滤波处理，即可检测处于闭环调节中的电机的功耗。

综上所述，所述电机控制芯片在闭环调节所述电机采样电压的过程中，三相逆变电路设置在所述电机控制芯片的外部，比内部集成逆变电路时所需使用的芯片面积小得多，而且三相逆变电路产生的干路电流能够被所述电机控制芯片采样放大模数转换后接受FOC算法处理并调制出状态编码值，以实施对三相逆变电路的反馈控制，进而控制电机的运转，则所述电机控制芯片可以同时采样放大并滤波所述三相逆变电路产生的干路电流，进而用于功耗计算，即使所述电机控制芯片仅通过一个引脚连接芯片外部的滤波电容，也能正常滤波并进行功耗检测，降低高精度功耗检测的成本。因此，本实施例通过所述电机控制芯片的引脚设计和内部集成度设计，在保持电机正常运转功能和功耗检测功能的情况下，实现了减少芯片占用面积和所需外引的引脚数量。

作为一种实施例，结合图1可知，所述电机控制芯片包括可编程增益放大器PGA、模数转换器ADC、滤波电阻Rf、处理器单元和调制信号发生器；可编程增益放大器PGA通过两个输入引脚连接所述采样电阻Rs，可编程增益放大器PGA用于输入所述电机采样电压，再对所述电机采样电压进行放大处理，得到所述第一转换信号，再将所述第一转换信号传输给模数转换器ADC的第一转换输入端AD0；模数转换器ADC的第一转换输入端AD0与滤波电阻Rf的一端连接，滤波电阻Rf的另一端通过一个引脚V_F连接所述滤波电容Cf的一端，所述滤波电容Cf的另一端接地，滤波电阻Rf的另一端与模数转换器ADC的第二转换输入端AD1连接；滤波电阻Rf和所述滤波电容Cf用于对所述第一转换信号进行滤波处理，得到所述过滤信号，实现对可编程增益放大器PGA的输出信号进行滤波，因此滤波电阻Rf和所述滤波电容Cf实现低通滤波处理的电路架构，其中，滤波电阻Rf集成在所述电机控制芯片内，而面积较大的滤波电容Cf外挂于所述电机控制芯片。

模数转换器ADC的第二转换输入端AD1，用于输入所述过滤信号。模数转换器ADC，还用于对所述过滤信号进行模数转换，得到第三转换信号，再将所述第三转换信号传输给所述处理器单元；所述模数转换器ADC优选为现有的逐近逼次型模数转换器架构来实现。所述处理器单元，用于利用所述第三转换信号计算电机的功耗，所述第三转换信号是所述电机控制芯片通过对所述第一转换信号滤除高频信号和模数转换后得到的电压值，反映电机输出的母线电流相关且滤除高频信号后的母线转换电压，则可直接通过与母线电流相关的母线转换电压来实现对无刷电机的功耗检测，然后通过所述第三转换信号的电压与流经采样电阻的电流相乘，可以得到所述电机的功耗，与现有技术相比，所述电机控制芯片不是计算电机的实时功耗信息，而是计算滤波处理（去除高频噪声信号）后的电机功耗。因此，本实施例通过将电机控制芯片中可编程增益放大器的输出端、模数转换器ADC的其中一输入端、滤波电阻进行内部共接以实现通过一个引脚引出芯片，进一步减少所述电机控制芯片的引脚数量；同时可以保持电机控制芯片对过滤后的信号进行功耗检测。

作为一种实施例，所述模数转换器，用于对所述第一转换信号进行模数转换，得到所述第二转换信号，再将所述第二转换信号传输给所述处理器单元；所述处理器单元，用于使用FOC算法对第二转换信号进行处理，输出空间矢量信号给所述调制信号发生器；所述调制信号发生器，用于通过计时的方式将空间矢量信号调制为所述状态编码值，以在所述状态编码值输出给三相逆变电路后，通过实时流经采样电阻的电流影响所述第一转换信号的电压大小。所述处理器单元内置相关坐标系变换计算单元，可以按照矢量方向或坐标轴方向对电场矢量进行分解和合成，例如使用FOC算法（本质上是一种扭矩控制算法，用于对电场矢量的大小和方向的控制）对第二转换信号进行处理，得到空间矢量信号（归属于数字信号，也视为来源于脉宽调制波形），然后将空间矢量信号调制为状态编码值，一般由多个逻辑1和/或多个逻辑0排列组成；再将状态编码值输出给所述三相逆变电路，均不需要对第一转换信号、第二转换信号以及空间矢量信号进行滤波处理，让所述三相逆变电路实时产生的干路电流作为所述电机控制芯片所需实时采样的反馈电流，从而实时调节所述三相逆变电路产生的干路电流，进而实现闭环调节所述第一转换信号或所述电机采样电压，即使所述第一转换信号或所述电机采样电压携带高领信号。

具体地，所述调制信号发生器，用来计时出开关周期，以调制出电压矢量持续作用的时间；其中，所述调制信号发生器优选为一种电机定时器，所述调制信号发生器用来输出电机控制的PWM信号，在本实施例中是以多个比特位的状态编码值的形式输出到三相逆变电路的各个开关管的控制极，状态编码值中的脉冲宽度与电压矢量持续作用相关，以直接或间接控制三相逆变电路的各个开关管的导通时间。

需要说明的是，本实施例通过三相逆变电路将电流输入到电机的三个引线端子上，电机优选为三相无刷电机；在三相无刷电机控制过程中，电流是从其中两相输入，另外一相作为输出，这里涉及电压矢量的概念，和电流空间矢量类似。通过控制其中两相电压的大小，来控制电压矢量的大小和方向，其中，可以由三相中的两相电压合成的。每一相电压的大小并不能控制，而是通过控制每一相导通的时间，计算单位时间内各相的平均电压作为这一相的电压值。

所述调制信号发生器，用于输出多个所述状态编码值给所述三相逆变电路，以控制所述三相逆变电路输出电机所需的三相电压，其中，所述三相逆变电路对所述电机控制芯片引出6个开关管的控制极，以分别接收所述调制信号发生器输出的多个所述状态编码值。电机所需的三相电压用于反映电机的转动角度，可以将电机当中的旋转磁场转化为电压矢量的运动轨迹的控制问题，是由所述调制信号发生器输出的多个所述状态编码值决定，该多个所述状态编码值是在一个载波周期内的脉宽调制信号序列，载波周期大于开关周期，从而产生各个所述状态编码值在一个载波周期内的组合或各个电压矢量在一个载波周期内的组合。

本实施例中，所述调制信号发生器可以为现有任一种可实现保持时间计算和比较的定时器电路架构，本实施例对其具体电路实现并不进行限定。

在上述实施例中，所述处理器单元使用FOC算法对第二转换信号进行处理的方法包括：将第二转换信号分解到多个相位上，得到各个相位上对应的电压矢量，实际上是通过坐标系旋转变换的方式在做电流的解耦操作，例如，将三个相隔120度的正弦信号分解成一个相隔60度的正弦信号，并对应配置各个相位上的开关周期，再通过PID调节来缩小所述电压矢量与开关周期的线性组合与所期望的电压矢量之间的误差，实现用三相逆变电路产生的三相电压与作用时间的线性组合去逼近所期望调制出的电压空间矢量，或者用多个电压矢量进行合成得到想要的电压矢量以接近圆形的电压矢量；具体的做法就是按照一定时间周期对三相逆变电路中功率器件、开关管的开通和关断状态进行控制。结合前述实施例可知，所述空间矢量信号是所述电压矢量与开关周期的线性组合，使各个相位上的电压矢量合成所述空间矢量信号；其中，所述开关周期是所述三相逆变电路各个桥臂的开关管的导通时间。因此，所述处理器单元先使用FOC算法求解出所述空间矢量信号，再将所述空间矢量信号输入所述调制信号发生器进行调制，得到多个所述状态编码值，在时序波形形态上表示为空间电压脉冲调制信号的波形。

需要说明的是，本实施例中，所述处理器单元可以为现有任一种可实现保持矢量分解合成计算和比较的电路架构，本实施例对其具体电路实现并不进行限定。

优选地，所述调制信号发生器通过六个引脚连接到所述三相逆变电路，所述调制信号发生器用于输出六个所述状态编码值给所述三相逆变电路，如图1所示，所述调制信号发生器连接到所述三相逆变电路所使用的六个引脚自左向右，按照所述三相逆变电路的上下桥臂排列，依次为MCTM_1P、MCTM_1N、MCTM_2P、MCTM_2N、MCTM_3P、MCTM_3N，作为所述三相逆变电路当中的开关器件的驱动控制信号。在所述载波周期内，六个所述状态编码值各自依次持续作用所述载波周期的六分之一，使所述三相逆变电路获得一个正六边形的旋转磁场，进而驱动所述电机转动。

作为一种实施例，所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号和设定电压进行比较，再在所述第一转换信号的电压大于设定电压时，不输出所述状态编码值给所述三相逆变电路以控制所述电机停止运转，或者，在所述第一转换信号的电压小于或等于设定电压时，输出所述状态编码值给所述三相逆变电路。本实施例通过设定电压阈值，可以用来做电机瞬时过流的保护，实现异常监控和控制。

具体地，如图1所示，电机控制芯片包括比较器CMP和数模转换器DAC；所述比较器CMP的同相输入端+与所述可编程增益放大器PGA的输出端连接，所述比较器CMP的同相输入端+用于输入所述第一转换信号；所述比较器CMP的反相输入端-与数模转换器DAC的输出端连接，数模转换器DAC的转换输入端接入所述电机控制芯片内部设定的过流电压阈值，以使所述比较器的反相输入端输入所述设定电压,其中，过流电压阈值经过数模转换后得到所述设定电压。所述设定电压用来检测过流，以形成过流检测的电压阈值。所述比较器CMP，用于在所述第一转换信号的电压大于所述设定电压时，输出第一使能控制信号给所述调制信号发生器以控制所述调制信号发生器不计时产生所述状态编码值。所述比较器CMP，还用于在所述第一转换信号的电压小于或等于所述设定电压时，输出第二使能控制信号给所述调制信号发生器以控制所述调制信号发生器计时产生所述状态编码值；其中，第一使能控制信号所处的电平逻辑状态不同于第二使能控制信号所处的电平逻辑状态，一般地，第一使能控制信号所处的电平逻辑状态是逻辑1，第二使能控制信号所处的电平逻辑状态是逻辑0。

综上，本实施例通过将所述比较器CMP的同相输入端、所述可编程增益放大器PGA的输出端与模数转换器ADC的第一转换输入端AD0在芯片内部共接以不需引出引脚，而且，所述比较器CMP的反相输入端与数模转换器DAC的输出端连接，数模转换器DAC的转换输入端接入所述电机控制芯片内部设定的过流电压阈值，则不需引出引脚；从而进一步减少所述电机控制芯片所需引出的引脚数量。

作为一种实施例，如图3所示，所述可编程增益放大器包括运算放大器OP、第一电阻R1、第二电阻R2以及第三电阻R3，运算放大器OP的同相输入端+与第一电阻R1的一端连接，第一电阻R1的另一端通过一个输入引脚与所述采样电阻Rs的一端连接，所述采样电阻Rs的另一端接地；运算放大器OP的反相输入端-与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端通过另一个输入引脚与所述采样电阻Rs的另一端连接，第二电阻R2的另一端连接所述电机控制芯片内部的参考地，以减少所述电机控制芯片的引脚数量；运算放大器OP的反相输入端-通过第三电阻R3与运算放大器OP的输出端连接,以形成运放反馈环路，其中，运算放大器OP的输出端是所述可编程增益放大器PGA的输出端。从而在所述电机控制芯片的内部通过差分的方式输入待放大的采样电压，尽量减少电阻使用量的前提下，有效地测量微弱的电信号且抑制零点漂移现象。

基于前述实施例，本申请公开一种电机控制电路，结合图1可知，所述电机控制电路包括三相逆变电路、采样电阻Rs、滤波电容Cf以及所述电机控制芯片；所述电机控制芯片通过一个引脚V_F连接滤波电容Cf；所述电机控制芯片与三相逆变电路连接，所述电机控制芯片也与采样电阻Rs连接，采样电阻Rs与三相逆变电路连接，以形成闭环通路，从而通过所述电机控制芯片闭环反馈调节施加给三相逆变电路的电压以及由三相逆变电路输出给电机的电压；在本实施例中，所述三相逆变电路通过三个端口（包括图1所示的U相端口、V相端口与W相端口）连接所需驱动的电机；所述三相逆变电路，用于利用所述电机控制芯片输出的状态编码值产生U相电压、V相电压和W相电压，再分别将U相电压、V相电压和W相电压施加给所述电机。

具体地，所述电机控制芯片用于连接三相逆变电路、采样电阻和滤波电容，如图1所示，该电机控制芯片通过引出若干引脚依次连接三相逆变电路、采样电阻Rs和滤波电容Cf，其中，对滤波电容所引出的引脚数量是最少，而对三相逆变电路所引出的引脚是最多，但是由于将内设开关管最多的三相逆变电路设置在芯片之外，能够减少芯片占用面积，而且一般对三相逆变电路所引出的引脚的数量不超出6个，对整个芯片的引脚数量的影响不大，在封装设计成本允许的范围之内。为了实现电机控制功能和电量检测，本实施例需要连接成闭环通路，其中，该电机控制芯片与三相逆变电路连接，该电机控制芯片也与采样电阻Rs连接，采样电阻Rs与三相逆变电路连接，从而连接形成闭环通路，同时使三相逆变电路产生的干路电流流经采样电阻Rs，三相逆变电路产生的干路电流是来源于三相逆变电路所需驱动的电机的三相电流，包括图1中的电机的U相输出端输出的电流、电机的V相输出端输出的电流或电机的W相输出端输出的电流。

所述电机控制芯片，用于通过采样电阻Rs输入电机采样电压，其中，电机采样电压包括所述干路电流在采样电阻Rs两端产生的电压，如图1所示的采样电阻Rs的一端电压输入所述电机控制芯片的一个正输入引脚，同时，采样电阻Rs的另一端电压输入所述电机控制芯片的一个负输入引脚。在三相逆变电路产生的干路电流是来源于三相逆变电路所需驱动的电机的三相电流的基础上，采样电阻Rs的一端电压可以理解为来源于电机输出的U相电压、电机输出的V相电压或W相电压，用以检测电机的转动角度。所述电机控制芯片，用于对所述电机采样电压进行放大处理，得到第一转换信号，通过对所述电机采样电压进行放大处理，可以有效地测量微弱的电信号，特别是使用差分放大电路框架能够有效地抑制零点漂移现象。所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号进行滤波处理，得到过滤信号，对应为图1的AD1端的电压，由于采用的滤波电容只有一个，所以优选为低通滤波信号；再根据过滤信号检测电机的功耗，因此，所述电机控制芯片通过对所述第一转换信号滤除高频信号后才计算电机的功耗，滤除高频信号后的第一转换信号的电压，即过滤信号的电压，通过与流经采样电阻的电流相乘，可以得到所述电机的功耗，尤其是流经采样电阻的电流是电机输出的母线电流的情况下可以直接计算出电机的工作功耗，只需要一个引脚连接滤波电容完成滤波操作，降低高精度功耗检测的成本。

所述电机控制芯片通过采样电阻Rs输入电机采样电压并对其放大处理为第一转换信号的情况下，所述电机控制芯片，用于对所述第一转换信号进行模数转换，得到第二转换信号，再使用FOC算法（本质上是一种扭矩控制算法，用于对电场矢量的大小和方向的控制）对第二转换信号进行处理，得到空间矢量信号（归属于数字信号，也视为来源于脉宽调制波形），然后将空间矢量信号调制为状态编码值，再将状态编码值输出给所述三相逆变电路，但均不需要对第一转换信号、第二转换信号以及空间矢量信号进行滤波处理，以携带高频噪声的状态的空间矢量信号或状态编码值控制所述三相逆变电路的各相位的工作状态，此时，所述三相逆变电路产生的干路电流可以作为所述电机控制芯片所需采样的反馈电流，从而实时调节所述三相逆变电路产生的干路电流，进而实现闭环调节所述第一转换信号或所述电机采样电压；所述电机控制电路在闭环调节所述电机采样电压的过程中，三相逆变电路设置在所述电机控制芯片的外部，比内部集成逆变电路时所需使用的芯片面积小得多，而且三相逆变电路产生的干路电流能够被所述电机控制芯片采样放大模数转换后接受FOC算法处理并调制出状态编码值，以实施对三相逆变电路的反馈控制，进而控制电机的运转，则所述电机控制芯片可以同时采样放大并滤波所述三相逆变电路产生的干路电流，进而用于功耗计算，即使所述电机控制芯片仅通过一个引脚连接芯片外部的滤波电容，也能正常滤波并进行功耗检测，降低高精度功耗检测的成本。因此，本实施例通过所述电机控制芯片的引脚设计和内部集成度设计，在保持电机正常运转功能和功耗检测功能的情况下，实现了减少芯片占用面积和所需外引的引脚数量。

作为一种实施例，所述三相逆变电路包括第一上MOS管、第一下MOS管、第二上MOS管、第二下MOS管、第三上MOS管以及第三下MOS管，形成由6个MOS管组成三相逆变电路。其中，所述三相逆变电路的开关管采用MOS管；优选地，所述三相逆变电路的上下桥臂中的开关管均采用NMOS管；参阅图2可知，第一上MOS管NM11的第一传输极(漏极)、第二上MOS管NM21的第一传输极(漏极)与第三上MOS管NM31的第一传输极(漏极)均连接于工作电源PWR，其中，第一上MOS管NM11、第二上MOS管NM21与第三上MOS管NM31均连接成上桥臂电路。在一些实施方式中，所述三相逆变电路的上桥臂中的开关管可以均采用PMOS管，则各个上MOS管的第一传输极为源极，而各个上MOS管的第二传输极为漏极。

参阅图2可知，第一上MOS管NM11的第二传输极(源极)与第一下MOS管NM12的第一传输极(漏极)连接，形成U相的桥臂支路，第一上MOS管NM11的第二传输极(源极)与第一下MOS管NM12的第一传输极(漏极)的公共节点是U相输出端，以产生U相电压,其中，U相输出端连接到电机的U相端口。

第二上MOS管NM21的第二传输极(源极)与第二下MOS管NM22的第一传输极(漏极)连接，形成V相的桥臂支路，第二上MOS管NM21的第二传输极(源极)与第二下MOS管NM22的第一传输极的公共节点是V相输出端，以产生V相电压，其中，V相输出端连接到电机的V相端口。

第三上MOS管NM31的第二传输极(源极)与第三下MOS管NM32的第一传输极(漏极)连接，形成W相的桥臂支路，第三上MOS管NM31的第二传输极(源极)与第三下MOS管NM32的第一传输极(漏极)的公共节点是W相输出端，以产生W相电压,其中，W相输出端连接到电机的W相端口。

第一下MOS管NM12的第二传输极(源极)、第二下MOS管NM22的第二传输极(源极)与第三下MOS管NM32的第二传输极(源极)均连接于所述采样电阻Rs的一端，所述采样电阻Rs的另一端接地，第一下MOS管NM12、第二下MOS管NM22与第三下MOS管NM32均连接成下桥臂电路。

其中，流经所述采样电阻的电流是所述三相逆变电路产生的干路电流；流经所述采样电阻的电流包括所述电机输出的U相电流、所述电机输出的V相电流以及所述电机输出的W相电流，以形成所述电机控制芯片所需采样的反馈电流；

所述调制信号发生器通过六个引脚分别连接到第一上MOS管的控制极、第一下MOS管的控制极、第二上MOS管的控制极、第二下MOS管的控制极、第三上MOS管的控制极以及第三下MOS管的控制极，结合图1和图2可知，第一上MOS管NM11的控制极连接引脚MCTM_1P，第一下MOS管NM12的控制极连接引脚MCTM_1N，第二上MOS管NM21的控制极连接引脚MCTM_2P，第二下MOS管NM22的控制极连接引脚MCTM_2N，第三上MOS管NM31的控制极连接引脚MCTM_3P，第三下MOS管NM22的控制极连接引脚MCTM_3N。

在图2实施例中，三个上MOS管NM11、NM21、NM31构成三相逆变电路的上桥臂，需要引入三根控制线；三个下MOS管NM12、NM22、NM32称为三相逆变电路的下桥臂，也需要引入三根控制线。同一相上下桥臂不能同时导通，同时导通同一相上下桥臂会造成电源短路，则同一桥臂的上、下开关管驱动信号需要互补（一个关断的同时，另一个导通）。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制；尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者对部分技术特征进行等同替换；而不脱离本发明技术方案的精神，其均应涵盖在本发明请求保护的技术方案范围当中。