自适应均衡装置、自适应均衡方法及通信装置

技术领域

本发明涉及一种在数据通信中对传输路径的特性进行补偿的自适应均衡装置、自适应均衡方法及通信装置。

背景技术

在相干光通信中，在接收侧中通过数字信号处理对与处理定时的同步误差以及传输信号的失真进行补偿，由此实现了数十Gbit/s以上的大容量传输。在数字信号处理中，尤其是，进行了波长色散补偿、频率控制·相位调整、偏振复用分离以及偏振色散补偿等的处理。偏振复用分离以及偏振色散补偿的处理主要是通过自适应均衡来进行的。为了进一步实现大容量化，要求进一步提高这些处理的补偿精度。此外，伴随着传输速率的高速化，数字信号处理的电路规模以及功耗的增大成为课题。尤其是由于频率控制·相位调整以及自适应均衡的处理在数字信号处理中对传输特性的影响较大且电路规模增大，因此期望通过小规模的电路进行高精度的处理。

通过向A/D转换器的采样频率控制部和接收信号的相位调整部反馈接收信号与处理定时的相位差，由此实现频率控制·相位调整的处理(例如，参照专利文献1)。此外，也可以不构成同步回路(synchronization loop)而使接收信号始终追随处理定时，由此实现频率控制·相位调整的处理(例如，参照专利文献2)。在上述2个方法中，作为调整相位的单元而使用数字滤波器，通过变更滤波器系数来调整输出信号的相位。另外，为了实现低功耗化，也可以追加控制采样频率的处理(例如，参照专利文献3)。

此外，自适应均衡在数字信号处理中也是重要的功能，主要针对偏振复用分离、偏振色散补偿等、随时间变化的状况进行补偿。自适应均衡部一般由数字滤波器构成，通过对该数字滤波器设定能够抵消传输信号的失真的抽头系数，能够补偿传输信号(例如，参照专利文献4)。抽头系数根据随时间变化的状况而被逐次更新。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开2011－009956号公报

专利文献2：特开2017－163239号公报

专利文献3：特开2017－163281号公报

专利文献4：特开2011－015013号公报

发明内容

发明要解决的问题

以往，频率控制、相位调整以及自适应均衡在各个数字滤波器中按顺序实施。在数字滤波器中，进行由有限的比特数表示的数字数据之间的乘法运算。乘法结果也受有限的比特数限制，被舍去的比特数构成误差。因此，当按顺序实施频率控制、相位调整以及自适应均衡的乘法运算处理时，误差被累积。该误差可能会导致信号的劣化。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到能够防止由运算误差引起的信号劣化并改善性能的自适应均衡装置、自适应均衡方法及通信装置。

用于解决问题的手段

本发明所涉及的自适应均衡装置的特征在于，具有：第1补偿部，其具有第1数字滤波器以及第1滤波器系数计算部，所述第1数字滤波器对接收信号的码元的相位与采样定时之间的相位差进行补偿，所述第1滤波器系数计算部计算所述第1数字滤波器的滤波器系数，作为第1滤波器系数；第2滤波器系数计算部，其根据所述第1数字滤波器的输出，计算用于对由随时间变化的偏振色散引起的失真进行补偿并进行自适应均衡的滤波器系数，作为第2滤波器系数；系数合成部，其对所述第1滤波器系数与所述第2滤波器系数进行合成；以及第2补偿部，其具有第2数字滤波器，所述第2数字滤波器使用由所述系数合成部合成的滤波器系数，同时进行所述接收信号的码元的相位与所述采样定时之间的相位差的补偿以及所述自适应均衡的处理。

发明效果

通过本发明，能够防止由运算误差引起的信号劣化并改善性能。

附图说明

图1是示出实施方式1所涉及的自适应均衡装置的图。

图2是示出比较例所涉及的自适应均衡装置的图。

图3是示出实施方式1所涉及的自适应均衡装置的具体例的图。

图4是示出实施方式2所涉及的自适应均衡装置的图。

图5是示出实施方式3所涉及的自适应均衡装置的图。

图6是示出实施方式4所涉及的自适应均衡装置的图。。

具体实施方式

参照附图对实施方式所涉及的自适应均衡装置、自适应均衡方法以及通信装置进行说明。对相同或者对应的构件赋予相同的标号，有时省略重复的说明。

实施方式1.

图1是示出实施方式1所涉及的自适应均衡装置的图。该自适应均衡装置被设置在通信装置的接收侧。接收信号是按照预定的采样率采样后的数据序列(采样信号)。接收信号的采样率是1.5样本/码元(1.5s/s)，即，每1码元1.5个样本。针对1个样本的数据通常通过数比特来示出(例如，7比特或者8比特)。码元是在接收信号中形成信息比特的单位。

采样频率控制·相位调整部1通过相同的FIR滤波器2同时进行对接收信号补偿与采样信号之间的相位差(接收信号的码元的相位与采样定时之间的相位差)的相位调整的处理、以及对接收信号补偿与采样信号之间的频率误差(接收信号的码元速率与采样频率的频率误差)的采样频率控制(包括采样率转换)的处理。对接收信号进行了采样频率控制以及相位调整后的信号被提供给相位同步部3。相位同步部3检测外部回路值(externalloop value)以及内部回路值(internal loop value)，并向采样频率控制·相位调整部1进行反馈。外部回路值是检测接收信号的码元速率与采样频率(采样率1s/s的情况下的频率)之间的频率误差而得到的值。内部回路值是检测接收信号的码元的相位与采样定时之间的相位差而得到的值。通过对该相位进行补偿，能够使采样定时与码元的中心部分一致，能够提高数据识别的精度。

频率误差被用于码元速率与采样频率(其中，假设为采样率1s/s的情况下的频率)之间的频率误差的补偿。相位差被用于码元的定时与采样的定时之间的误差的补偿(或者同步)。具体来说，在第1滤波器系数计算部4中，计算用于补偿频率误差的滤波器系数、以及用于补偿相位误差的滤波器系数，另外还计算将两者的滤波器系数卷积而得到的第1滤波器系数。对内部的FIR滤波器2设定该第1滤波器系数，能够同时进行频率误差的补偿以及相位差的补偿。另外，采样率转换也同时进行。此外，通过使用系数表，可以容易地进行滤波器系数计算。尤其是，采样频率误差的补偿除了FIR滤波器2以外，还能够通过控制提供给供给数据的FIFO(data-supplying-FIFO)的采样时钟来进行(例如，参照专利文献2)。采样频率控制·相位调整部1的传递函数通过S(z)P(z)来表示。

由采样频率控制·相位调整部1处理后的信号被提供给第2滤波器系数计算部5。第2滤波器系数计算部5根据采样频率控制·相位调整部1的输出，计算用于对由随时间变化的偏振色散引起的失真进行补偿的自适应均衡用的滤波器系数，作为第2滤波器系数。并且，系数合成部6对第1滤波器系数与第2滤波器系数进行合成。合成通常通过卷积来进行。合成后的滤波器系数的传递函数通过S(z)P(z)A(z)来表示。

自适应均衡部7使用合成后的滤波器系数，通过公共的FIR滤波器同时对接收信号进行与采样信号的频率误差和相位差的补偿以及自适应均衡这3个处理。

为了进行自适应均衡，需要接收信号的所有采样数据。因此，自适应均衡部7的处理是对接收信号的所有采样数据来进行的。而另一方面，为了进行频率控制或者相位调整，不一定必须需要所有采样数据。因此，对于采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2的处理，通过采样率转换处理，不针对接收信号的所有采样数据进行，而是仅针对取得相位同步级别(level)的一部分采样数据来进行。实际上，即使将待处理的采样数据减少到50％～25％左右，也能够进行目标的频率控制和相位调整。如果能够事先抑制采样数据的相位、波动，则也可以将待处理的采样数据减少到25％以下(包含减少时钟抖动(clock jitter)、A/D转换器以及D/A转换器的抖动、相位波动的结构)。

接着，通过与比较例比较来说明本实施方式的效果。图2是示出比较例所涉及的自适应均衡装置的图。采样频率控制部8具有控制采样频率(采样时钟的频率)的功能(例如，针对码元速率的同步)、以及转换采样率的功能(例如，从1.5s/s转换为2s/s)。控制采样频率的功能的详细内容记载于在先文献1、2中。转换采样率的功能的详细情况记载于在先文献3中。虽然未图示，但采样频率控制部8具有用于插值以及抽取处理的FIR滤波器。此外，对于采样频率控制，不仅以模拟的方式控制采样时钟的源振荡，而且也可以如在先文献2所示通过分频、FIFO控制以及选择电路等数字方式进行控制。

相位调整部9是使码元的相位与采样的定时同步的电路。相位同步部10检测它们的相位差，并反馈给相位调整部9。相位调整的详细内容记载于在先文献1、2中。该相位调整部9具有用于调整采样的定时的FIR滤波器。

相位同步部10基于相位调整部9的输出计算外部回路值和内部回路值。外部回路值被反馈给采样频率控制部8。在采样频率控制部8中，该频率误差被补偿。此时，采样频率的控制可以以模拟的方式控制外部的采样时钟的源振荡、或者以数字的方式控制生成采样的分频器等。内部回路值被反馈给相位调整部9。如上所述，在相位调整部9中，相位差被补偿。该相位补偿能够通过数字信号处理来进行。针对接收信号的所有采样数据进行采样频率的控制以及相位调整的处理。

此外，采样频率控制部8和相位调整部9的FIR滤波器的滤波器系数通过各自的滤波器系数计算部来计算。各自的滤波器系数的传递函数分别通过S(z)、P(z)来表示。

由采样频率控制部8和相位调整部9处理后的接收信号被提供给自适应均衡部7，偏振色散等被补偿。自适应均衡部7具有用于进行该补偿处理的FIR滤波器。根据相位调整部9的输出由自适应均衡用滤波器系数更新部11计算该FIR滤波器的滤波器系数。该滤波器系数的传递函数通过A(z)来表示。由于偏振色散等的状况随时间变化，因此用于补偿的滤波器系数被逐次更新。在自适应均衡部7中，也针对输入信号的所有采样数据进行处理。

如上所述，采样频率控制部8、相位调整部9以及自适应均衡部7分别具有FIR滤波器。在FIR滤波器中，进行由有限的比特数表示的数字数据之间的乘法运算。乘法结果也受到有限的比特数限制，因此被舍去(切り捨て)的比特数构成误差。因此，当在采样频率控制部8、相位调整部9以及自适应均衡部7中按顺序实施乘法运算处理时，误差被累积。该误差可能会导致信号的劣化。

与此相对，在本实施方式中，自适应均衡部7通过公共的FIR滤波器同时对接收信号进行与采样信号的频率误差和相位差的补偿以及自适应均衡这3个处理。由此，能够将针对接收信号的主信号的处理次数从比较例的三次减少到一次，因此能够防止由运算误差引起的信号劣化而改善性能。

此外，在本实施方式中，比较例的采样频率控制部8和相位调整部9的处理由将两者合体之后的电路即采样频率控制·相位调整部1来进行。因此，FIR滤波器的处理从两次减少到一次，能够减小功耗。此外，与比较例相比，将FIR滤波器的数量从三个结构减少到两个结构，因此也能够减小整体的电路规模。

此外，在比较例中，由于采样频率控制部8、相位调整部9以及自适应均衡部7被串联连接，因此当减少采样频率控制部8和相位调整部9要处理的采样数据时，后续的自适应均衡部7处理的采样数据也减少。因此，为了使自适应均衡部7对所有采样数据进行处理，采样频率控制部8和相位调整部9需要对所有采样数据进行处理。与此相对，在本实施方式中，采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2的处理不是针对接收信号的所有采样数据进行的，而是抽取地进行的，因此能够减少运算量。

即，在采样频率控制、相位调整以及自适应均衡的处理中，在本实施方式中，通过比所有采样数据少的数据数求出用于采样频率控制以及相位调整的滤波器系数，能够减小电路规模/功耗，自适应均衡的处理与采样频率控制、相位调整一起在1个滤波器中进行处理，能够减小运算误差。

另外，频率误差的补偿也可以使用模拟电路。在该情况下，采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2不进行频率误差的补偿而仅进行相位差的补偿。并且，自适应均衡部7的FIR滤波器也不进行频率误差的补偿，只进行相位差的补偿以及自适应均衡的处理。这种情况下也在本发明的范围内。

图3是示出实施方式1所涉及的自适应均衡装置的具体例的图。基本的结构与图1相同，但具体描绘了采样率的转换的情形。自适应均衡装置一并进行采样率转换，从而能够提高低电路规模、低功耗、低信号劣化以及低性能劣化这样的效果。

另外，在图3中，描绘了用于转换采样率的×n电路以及1/m电路。其中，n，m是自然数。×n电路通过在相邻的采样数据之间插入(n－1)个零数据，从而将采样率设为n倍。1/m电路通过间隔m个数据进行处理而将采样率设为1/m。另外，在下述的变形例中，在采样频率控制·相位调整部1内的FIR滤波器2和自适应均衡部7内的FIR滤波器中分别进行采样率转换。

此外，图1的系数合成部6在图3中通过系数卷积电路12而被具体化。在该系数卷积电路12与第2滤波器系数计算部5之间插入有系数插值电路13。系数插值电路13与×n电路同样地，通过在相邻的系数值之间插入1个以上的零数据而进行系数值的插值处理。

另外，系数选择电路14设置在系数卷积电路12与自适应均衡部7之间。当按照作为采样率转换和系数卷积的结果而生成的滤波器系数进行FIR滤波器处理时，根据针对滤波器的输入而仅一部分的滤波器系数成为有效。该成为有效的滤波器系数的模式(pattern)为数种模式，根据输入而使用其中一种。因此，通过选择成为有效的滤波器系数的模式，从而能够容易地进行滤波器系数的设定。

以下对采样率转换的动作进行说明。在图3中，被供给采样率为1.5s/s的接收信号。接收信号的采样率通过×4倍电路15而从1.5s/s被转换为6s/s。

在采样频率控制·相位调整部1中，由FIR滤波器2对被转换为6s/s的接收信号进行采样频率控制以及相位调整的处理。该处理后的信号经由1/3电路16按照采样率2s/s被输出。相位同步部3根据该输出信号计算相当于频率误差的外部回路值、以及相当于相位差的内部回路值，并反馈给采样频率控制·相位调整部1。采样频率控制·相位调整部1按照采样率6s/s计算同时对外部回路值和内部回路值进行补偿的第1滤波器系数，并对内部的FIR滤波器2进行设定。FIR滤波器2同时进行采样频率控制和相位调整的处理。该处理后的输出经由1/3电路16被再次向外部输出。此时，由采样频率控制·相位调整部1计算出的第1滤波器系数(采样率6s/s)被提供给系数卷积电路12。

上述的采样频率控制·相位调整部1中的滤波器处理按照采样率6s/s来进行。由于按照比图2的比较例中的采样率2s/s的处理高的采样率进行滤波器处理，因此能够提高频率控制和相位调整的精度。

另一方面，经由1/3电路16后的采样率2s/s的输出信号被提供给第2滤波器系数计算部5。在此，用于对随时间变化的失真进行补偿的滤波器系数被计算/更新。更新后的滤波器系数通过系数插值电路13，被转换为采样率6s/s的第2滤波器系数，并被提供给系数卷积电路12。

系数卷积电路12通过卷积处理对第1滤波器系数和第2滤波器系数进行合成。合成后的滤波器系数的传递函数通过S(z)P(z)A(z)表示。

对于合成后的滤波器系数，在系数选择电路14中，根据针对自适应均衡部7的输入而选择一个滤波器系数的模式，并对自适应均衡部7的内部的FIR滤波器设定。系数选择是按照每次输入接收信号的采样数据而被依次变更的。

自适应均衡部7通过一次的滤波处理对采样率6s/s的接收信号进行采样频率控制、相位调整以及自适应均衡的处理，并按照采样率6s/s输出。该输出信号经由1/6电路17被转换为采样率1s/s而被最终输出。由于该自适应均衡部7中的处理是按照采样率6s/s来进行的，因此与图2的比较例中的采样率2s/s的处理相比，能够提高采样频率控制、相位调整以及自适应均衡的精度。

实施方式2.

图4是示出实施方式2所涉及的自适应均衡装置的图。基本的结构与实施方式1相同，但采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2以及自适应均衡部7的FIR滤波器的处理方法不同。设置有1/2电路18，以代替1/6电路17。

在实施方式1中，通过×4电路15对1.5s/s的接收信号进行一次插值且由采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2进行了滤波器处理之后，通过1/3电路16而得到2s/s信号。但是，在本实施方式中，在采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2以及自适应均衡部7的FIR滤波器中对1.5s/s的接收信号同时进行×4/3的处理。具体来说，在FIR滤波器中的卷积处理中，仅输出通过×4/3的处理计算的数据。通过该方法，能够在维持提高采样率的效果的状态下，进一步简化FIR滤波器的处理。能够省略与通过插值作为零被插入的数据之间的乘法计算以及由于抽取而未使用的数据的计算。

另外，针对自适应均衡部7中的FIR滤波器的输入信号的采样率为1.5s/s，与图2所示的比较例的2s/s相比更小。假设在FIR滤波器的抽头数相同的情况下，由于1.5s/s的采样周期更大，因此能够扩大FIR滤波器要处理的时间区域。由此，能够提高FIR滤波器的处理精度，与2s/s的情况相比，能够减少附加残留色散等的负载时引起的性能劣化量。其它的结构和效果与实施方式1是同样的。

实施方式3.

图5是示出实施方式3所涉及的自适应均衡装置的图。基本的结构与实施方式1相同，但采样率转换的形式不同。被供给采样率为4/3s/s的接收信号。接收信号的采样率经由×3倍电路19从4/3s/s被转换为4s/s。

在采样频率控制·相位调整部1中，通过FIR滤波器2对被转换为4s/s的接收信号进行采样频率控制和相位调整的处理。该处理后的信号经由1/2电路20被转换为采样率2s/s。相位同步部3根据该输出信号计算相当于频率误差的外部回路值和相当于相位差的内部回路值，并反馈给采样频率控制·相位调整部1。采样频率控制·相位调整部1的第1滤波器系数计算部4按照采样率4s/s计算用于同时补偿外部回路值和内部回路值的第1滤波器系数，并对FIR滤波器2设定。FIR滤波器2同时进行采样频率控制和相位调整的处理。该处理后的信号经由1/2电路20被再次输出。此时，由采样频率控制·相位调整部1计算出的第1滤波器系数(采样率4s/s)被提供给系数卷积电路12。

由于上述的采样频率控制·相位调整部1中的滤波器处理是按照采样率4s/s来进行的，因此与图2的比较例中的采样率2s/s的处理相比，能够提高频率控制以及相位调整的精度。

另一方面，经由1/2电路20的采样率2s/s的输出信号被提供给第2滤波器系数计算部5。第2滤波器系数计算部5形成并更新用于对随时间变化的失真进行补偿的第2滤波器系数。对于更新后的第2滤波器系数，经由系数插值电路13采样率被转换为4s/s而被提供给系数卷积电路12。

系数卷积电路12通过卷积处理对第1滤波器系数和第2滤波器系数进行合成。合成后的滤波器系数的传递函数通过S(z)P(z)A(z)表示。

对于合成后的滤波器系数，在系数选择电路14中根据针对自适应均衡部7的输入选择一个滤波器系数的模式，并对自适应均衡部7的内部的FIR滤波器设定。系数选择按照每次输入接收信号的采样数据而被依次变更。

自适应均衡部7通过一次滤波处理对采样率4s/s的接收信号进行采样频率控制、相位调整以及自适应均衡的处理，并按照采样率4s/s输出。该输出信号经由1/4电路21被转换为采样率1s/s。因此，采样率4/3s/s的接收信号被一次性进行采样频率控制、相位调整以及自适应均衡的处理，并按照采样率1s/s被输出。

由于自适应均衡部7中的处理是按照采样率4s/s来进行的，因此是以比与图2的比较例中的采样率2s/s的处理更高的采样率来进行的。因此，能够提高采样频率控制、相位调整以及自适应均衡的精度，防止由运算误差引起的信号劣化且能够预期性能改善。其它结构和效果与实施方式1是同样的。

实施方式4.

图6是示出实施方式4所涉及的自适应均衡装置的图。基本的结构与实施方式3相同，但采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2以及自适应均衡部7的FIR滤波器的处理方法不同。设置有1/2电路18，以代替1/4电路21。

在实施方式3中，在通过×3电路19对4/3s/s的接收信号进行一次插值之后，且在由采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2进行了滤波器处理之后，通过1/2电路20而得到2s/s信号。但是，在本实施方式中，在采样频率控制·相位调整部1的FIR滤波器2以及自适应均衡部7的FIR滤波器中对4/3s/s的接收信号同时进行×3/2的处理。具体来说，在FIR滤波器中的卷积处理中，仅输出通过×3/2的处理计算出的数据。通过该方法，能够在维持提高采样率的效果的状态下，进一步简化FIR滤波器的处理。能够省略与通过插值作为零被插入的数据之间的乘法计算以及由于抽取而未使用的数据的计算。

另外，针对自适应均衡部7中的FIR滤波器的输入信号的采样率为4/3s/s，与图2所示的比较例的2s/s相比更小。假设在FIR滤波器的抽头数相同的情况下，4/3s/s的采样周期更大，因此能够扩大FIR滤波器要处理的时间区域。由此，能够提高FIR滤波器的处理精度，与2s/s的情况相比能够减小附加残留色散等的负载时引起的性能劣化量。其它结构和效果与实施方式3是同样的。

如上所述，实施方式1与实施方式3、或者实施方式2与实施方式4仅采样率不同，其它的结构相同。因此，也能够以其它的采样率构成，这些也包含本发明的范围内。

另外，在实施方式1～4所涉及的自适应均衡装置中，能够合并采样率转换，从而能够提高滤波器的处理精度，并且能够省略与通过插值而作为零被插入的数据之间的乘法计算、以及由于抽取而未被使用的数据的计算。但是，即使在不包含采样率转换的情况下，也能够如上所述那样使相位调整部9的滤波器处理和自适应均衡部7中的滤波器处理共同化，因此滤波器针对所有采样数据的运算处理为一次处理，防止了由运算误差引起的信号劣化并预期性能改善。

此外，可以将用于实现实施方式1～4的自适应均衡方法的程序记录在计算机可读取的记录介质中，使计算机系统或者可编程逻辑器件读入并执行该记录介质中记录的程序，从而进行纠错。另外，在此所谓的“计算机系统”包含OS、以及周边设备等的硬件。此外，“计算机系统”也包含具有主页提供环境(或者显示环境)的WWW系统。此外，“计算机可读取记录介质”是指软盘、磁光盘，ROM、CD-ROM等的便携式介质、内置于计算机系统的硬盘等的存储装置。另外，“计算机可读取的记录介质”也包含经由互联网等的网络、电话线等的通信线路发送程序的情况下的服务器、作为客户的计算机系统内部的易失性存储器(RAM)这样的保持程序一定时间的部件。此外，上述程序可以被从将该程序存储在存储装置等中的计算机系统经由传输介质向其它的计算机系统传输，或者通过传输介质中的传输波向其它的计算机系统传输。在此，传输程序的“传输介质”是指互联网等的网络(通信网络)、电话线等的通信线路(通信线)这样的具有传输信息的功能的介质。此外，上述程序可以是用于实现上述的功能的一部分的程序。另外，也可以是与计算机系统中已经记录的程序组合来实现上述的功能的任意的差分文件(差分程序)。

标号说明：

1.采样频率控制·相位调整部(第1补偿部)、2.FIR滤波器(第1数字滤波器)、4.第1滤波器系数计算部、5.第2滤波器系数计算部、6.系数合成部、7.自适应均衡部(第2补偿部)