开关变换器及其瞬态增强电路、芯片和电子设备

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别涉及一种开关变换器及其瞬态增强电路、芯片和电子设备。

背景技术

随着电力电子产品的需求和半导体技术的发展，电源管理芯片在便携式电脑、移动电话、个人数字助理以及其他便携或非便携电子设备中的应用更加广泛。开关变换器采用功率开关管控制输入端向输出端的电能传输，因而可以在输出端提供恒定的输出电压和/或输出电流。现有的Buck型开关变换器中，通过误差放大器将基准电压和反馈电压进行差分跨导放大，得到的差分电流在补偿网络上转换为电压信号，从而调整功率开关管的开关占空比。因此误差放大器的跨导能力，补偿网络的设定，都将对闭环系统的响应速度、稳定性起到决定性作用。

为了提高Buck型开关变换器的瞬态响应速度，现有技术会对误差放大器的跨导能力、补偿网络进行优化，以提高环路的带宽，从而使得系统具有更好的瞬态响应，但是会带来系统稳定性的恶化。

因此，有待提出一种新的开关变换器及其瞬态增强电路以解决上述问题。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种开关变换器及其瞬态增强电路、芯片和电子设备，从而可以在不改变环路小信号带宽和稳定性的前提下，增强开关变换器的瞬态响应速度。

根据本发明的一方面，提供一种用于开关变换器的瞬态增强电路，所述开关变换器包括误差放大器和补偿网络，所述误差放大器用于将所述开关变换器的反馈电压与基准电压进行放大，所述补偿网络用于将所述误差放大器放大后的电流转换成电压信号，以控制功率开关管的开关占空比，其中，所述瞬态增强电路包括：比较模块，用于将所述反馈电压与第一阈值电压进行比较，根据比较结果生成一模式控制信号；跨导放大器，受控于所述模式控制信号，用于将所述反馈电压与第二阈值电压进行差分跨导放大，以生成一补偿电流；以及电流控制模块，用于根据所述模式控制信号的状态以及所述补偿电流的方向将所述补偿电流提供至所述补偿网络，以提高所述补偿网络的响应速度。

可选地，所述第一阈值电压包括第一高阈值电压和第一低阈值电压，所述比较模块包括：第一比较器，正向输入端接所述第一低阈值电压，反向输入端接所述反馈电压，用于根据所述第一低阈值电压与所述反馈电压的比较结果提供第一模式控制信号；第二比较器，正向输入端接所述反馈电压，反向输入端接所述第一高阈值电压，用于根据所述第一高阈值电压与所述反馈电压的比较结果提供第二模式控制信号。

可选地，所述第二阈值电压包括第二高阈值电压和第二低阈值电压，所述瞬态增强电路还包括：第一开关，连接于所述跨导放大器的正向输入端与所述第二低阈值电压之间；第二开关，连接于所述跨导放大器的正向输入端与所述第二高阈值电压之间。

可选地，所述第二低阈值电压低于所述第一低阈值电压，所述第二高阈值电压高于所述第一高阈值电压，所述基准电压高于所述第一低阈值电压，低于所述第一高阈值电压。

可选地，所述第一开关和所述第二开关分别受所述第一模式控制信号和所述第二模式控制信号控制非交叠导通。

可选地，所述电流控制模块包括：第三开关，连接于所述跨导放大器的输出端与所述补偿网络之间；电流检测模块，用于根据所述模式控制信号的状态以及所述补偿电流的方向控制所述第三开关的导通和关断。

可选地，，所述电流检测模块包括连接于所述跨导放大器的输出端与地之间的检测电阻。

根据本发明的第二方面，提供一种开关变换器，包括：功率开关管，用于控制所述开关变换器的输入端到输出端的电能传输；反馈电路，用于根据所述开关变换器的输出电压提供反馈电压；误差放大器，用于将所述反馈电压与基准电压进行放大；补偿网络，用于将所述误差放大器放大后的电流转换成电压信号；比较器，用于比较所述电压信号和电感采样信号与斜坡信号的叠加信号，并根据比较结果输出脉宽调制信号以控制所述功率开关管的开关占空比；如上述所述的瞬态增强电路，用于提高所述补偿网络的响应速度。

根据本发明的第三方面，提供一种芯片，包括如上述所述的瞬态增强电路。

根据本发明的第四方面，提供一种电子设备，包括如上述所述的开关变换器或者如上述所述的芯片。

本发明提供的开关变换器及其瞬态增强电路、芯片和电子设备，根据开关变换器的输出电压的反馈电压与第一低阈值电压/第一高阈值电压的比较结果，选择是否激活跨导放大器，并在跨导放大器被激活后，将反馈电压与第二低阈值电压/第二高阈值电压进行跨导差分放大得到补偿电流，以及在补偿电流的方向与误差放大器放大后的电流的方向同向时将补偿电流提供至补偿网络，以加快补偿网络的响应速度，从而增强开关变换器的瞬态响应速度。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出了根据本发明实施例的开关变换器的结构示意图；

图2示出了根据本发明实施例的开关变换器的电路示意图；

图3示出了根据本发明实施例的比较模块的结构示意图；

图4示出了根据本发明实施例的补偿网络的输入电流随反馈电压变化的示意图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件或者模块采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件或电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的，或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或者操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其它变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

在本申请中，MOS管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)包括第一端、第二端和控制端。

例如，PMOS管的第一端、第二端和控制端可以分别为源极、漏极和栅极，NMOS管的第一端、第二端和控制端可以分别为漏极、源极和栅极。

图1示出了根据本发明实施例的开关变换器的结构示意图；图2示出了根据本发明实施例的开关变换器的电路示意图。

如图1和图2所示，该开关变换器采用Buck拓扑，采用功率开关管M1和功率开关管M2控制输入端向输出端的电能传输，从而根据输入电压VIN产生输出电压Vout。该开关变换器包括主功率电路100、控制电路200、瞬态增强电路300以及反馈电路400。

主功率电路100用于提供输出电压Vout。主功率电路100包括串联连接在输入端和接地端GND之间的功率开关管M1和功率开关管M2，电感L连接在功率开关管M1和功率开关管M2的中间节点和开关变换器的输出端之间，输出电容Cout连接在开关变换器的输出端和接地端GND之间。

反馈电路400用于提供输出电压Vout的反馈电压Vfb。反馈电路400包括电阻R1和电阻R2。

控制电路200用于向功率开关管M1和功率开关管M2提供开关控制信号以控制功率开关管M1和功率开关管M2的导通状态。控制电路200包括误差放大器EA、补偿网络210、比较器220以及驱动电路230。误差放大器EA的正向输入端接收基准电压Vref，反向输入端接收反馈电压Vfb，用于将基准电压Vref和反馈电压Vfb进行差分跨导放大以得到电流I1。补偿网络210连接于误差放大器EA的输出端与接地端GND之间，用于将输入电流I0转换为电压信号以调整系统的占空比。比较器220的正向输入端连接补偿网络210，反向输入端接收电感采样信号Isense与斜坡信号slope的叠加信号Vipe，用于比较补偿网络210提供的电压信号和叠加信号Vipe，并根据比较结果提供脉宽调制信号。驱动电路230的输入端连接比较器220的输出端，输出端分别接功率开关管M1和功率开关管M2的控制端，用于根据脉宽调制信号向功率开关管M1和功率开关管M2提供开关控制信号。

瞬态增强电路300包括比较模块310、跨导放大器320、以及电流控制模块330。

比较模块310用于根据反馈电压Vfb与阈值电压VL1的比较结果提供模式控制信号VA，以及根据反馈电压Vfb与阈值电压VH1的比较结果提供模式控制信号VB。

跨导放大器320的正向输入端通过开关k1接收阈值电压VL2以及通过开关k2接收阈值电压VH2，跨导放大器320的反向输入端接收反馈电压Vfb，跨导放大器320用于将阈值电压VL2/阈值电压VH2和反馈电压Vfb差分跨导放大以得到补偿电流I2，其中，开关k1和开关k2分别受模式控制信号VA、模式控制信号VB的控制非交叠导通。

电流控制模块330用于根据模式控制信号VA、模式控制信号VB的状态以及补偿电流I2的方向将补偿电流I2提供至补偿网络210，以提高补偿网络210的响应速度。电流控制模块330包括电流检测模块331和开关k3，开关k3连接于跨导放大器320的输出端与误差放大器EA和补偿网络210的公共节点之间，电流检测模块331的输出端连接至开关K3的控制端，电流检测模块331的输入端与跨导放大器320的输出端以及模式控制信号VA、模式控制信号VB连接，用于根据模式控制信号VA、模式控制信号VB的电平状态以及补偿电流I2的方向控制开关k3的导通和关断，以将补偿电流I2提供至补偿网络210。具体为当模式控制信号VA、模式控制信号VB任一为高电平时电流检测模块331开启，在模式控制信号VA为高电平时，若检测到补偿电流I2的方向为第一方向，控制开关k3导通，使得补偿电流I2与电流I1汇合成输入电流I0流入补偿网络210，若检测到补偿电流I2的方向为第二方向，控制开关k3关断，使得补偿电流I2不会与电流I1汇合，输入电流I0即为电流I1，在模式控制信号VB为高电平时，若检测到补偿电流I2的方向为第一方向，控制开关k3关断，使得补偿电流I2不会与电流I1汇合，输入电流I0即为电流I1，若检测到补偿电流I2的方向为第二方向，控制开关k3导通，使得补偿电流I2与电流I1汇合成输入电流I0流入补偿网络210。

进一步地，阈值电压与基准电压之间的关系为：VL2

进一步地，功率开关管M1和功率开关管M2均为NMOS管。

进一步地，电流检测模块331通过连接于跨导放大器320的输出端与地之间的检测电阻来检测补偿电流I2的方向，当补偿电流I2的方向为第一方向时，检测电阻与跨导放大器320的输出端的公共节点的电压为高电平，当补偿电流I2的方向为第二方向时，检测电阻与跨导放大器320的输出端的公共节点的电压为0。

图3示出了根据本发明实施例的比较模块的结构示意图，如图3所示，比较模块310包括比较器311和比较器312。比较器311的正向输入端接阈值电压VL1，反向输入端接反馈电压Vfb，用于将阈值电压VL1与反馈电压Vfb进行比较以得到模式控制信号VA，具体为当反馈电压Vfb大于阈值电压VL1时，模式控制信号VA为低电平L，当反馈电压Vfb小于阈值电压VL1时，模式控制信号VA为高电平H。比较器312的正向输入端接反馈电压Vfb，反向输入端接阈值电压VH1，用于将阈值电压VH1与反馈电压Vfb进行比较以得到模式控制信号VB，具体为当反馈电压Vfb小于阈值电压VH1，则模式控制信号VB低电平L，当反馈电压Vfb大于阈值电压VH1，则模式控制信号VB为高电平H。

图4示出了根据本发明实施例的补偿网络的输入电流随反馈电压变化的示意图。

下面结合图4来说明本发明提供的开关变换器的瞬态增强电路300，当开关变换器的负载从轻载切换为重载时，开关变换器的输出电压Vout下冲，导致反馈电压Vfb下冲，此时，若Vref＞Vfb＞VL1，则VA＝VB＝L，开关k1和开关k2关断，跨导放大器320不工作，那么补偿网络210的输入电流I0＝gm1*(Vref-Vfb)＝I1(gm1为误差放大器EA的跨导)；若VL2

同理，当开关变换器的负载从重载切换到轻载时，开关变换器的输出电压Vout上冲，反馈电压Vfb上冲，在VH2>Vfb>Vref时，补偿网络210的输入电流I0＝gm1*(Vref-Vfb)＝I1；在VH2

在本发明的其他电路中，还提供了一种芯片，该芯片例如为电源管理芯片或者射频芯片等集成电路芯片，本发明实施例提供的瞬态增强电路300可以被集成在该芯片中，对于该集成电路芯片中具有的瞬态增强电路的具体结构，在此不再一一详述。

本发明实施例还提供了一种电子设备，包括上述的开关变换器或者上述的芯片；

例如，上述具有瞬态增强电路的开关变换器可以被用在通信终端中，作为射频集成电路或者电源管理电路的重要组成部分。其中，这里所说的通信终端是指可以在移动环境中使用，支持GSM、EDGE、TD_SCDMA、TDD_LTE、FDD_LTE等多种通信制式的设备，包括移动电话、笔记本电脑、平板电脑、车载电脑等。此外，本发明所提供的技术方案也适用于其他射频集成电路应用的场合，例如通信基站等。

本发明提供的开关变换器的瞬态增强电路300，根据反馈电压Vfb与阈值电压VL1/阈值电压VH1的比较结果，选择是否激活跨导放大器320，并在跨导放大器320被激活后，将反馈电压Vfb与阈值电压VL2/阈值电压VH2进行跨导差分放大得到补偿电流I2，以及在补偿电流I2的方向与误差放大器EA放大后的电流I1的方向相同时，将补偿电流I2注入到补偿网络210，以加快补偿网络210的响应速度，从而增强开关变换器的瞬态响应速度。

依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求及其等效物所界定的范围为准。