四端口辐射元件

相关申请的交叉引用

本申请要求2018年6月27日提交的第62/690,570号美国临时申请的权益，其全部内容通过引用合并于此。

技术领域

本发明涉及四端口辐射元件。更具体地，本发明涉及双端口容量天线元件和阵列。

背景技术

无线通信中的分集技术用于改善信号和系统性能。当包络相关性系数(ECC)等于零时，可实现最大分集。在无线通信行业中，使用双极化元件阵列的极化分集是示例性发送和接收分集方案。当接收功率与空间分集天线的极化交叉极化时，由于双极化元件具有两个正交的同时极化状态，极化分集技术提供了对空间分集的更大抵抗力。双极化辐射元件提供了紧凑的天线结构，而没有空间分集技术的空间需求。

无线行业对更高数据速率使用的需求不断增长，而且未来的5G需求对可用频谱和信道分配效率提出了更高的要求。当前提高数据速率的方法是通过增加多输入多输出(MIMO)的阶数来实现的，包括添加新的宏小区、小小区和微小区设备。新设备的添加或现有设备的添加带来资本支出、运营支出、租赁成本、风载等的增加。

替代的解决方案需要将天线分成两半，为每个频带提供两倍的端口数量，以将MIMO的性能从2×2提高到4×4。该方法具有降低通常在全尺寸天线中提供的方向性、增益和图案控制的不良效果。正在部署诸如有源天线和大规模MIMO天线的其它方法，以满足对更高数据速率的需求。

参考图3，示出了现有技术中典型的双线性极化阵列的框图。辐射元件300a、300b示出为倾斜极化，但是本领域技术人员可容易地配置以产生H/V极化或CP极化辐射。所使用的辐射元件的确切类型可以改变，常用的元件类型是偶极子和贴片。结合使用多个辐射元件来产生天线阵列以提供期望的图案覆盖范围和增益，因此描绘了N元件阵列，其中N可以是正整数。N个元件的阵列连接到波束成形网络310a、310b(BFN)，以提供仰角图案控制。对于本领域技术人员而言，存在大量BFN拓扑，这些拓扑提供了固定的电倾斜或可变的电倾斜性能并具有各种自由度以根据需要成形仰角图案。

图5的天线示出了包括与常规无线通信频谱相关联的主要组件。天线由6个端口组成，两个用于低频带的端口和四个用于高频带的端口，因此为低频带提供了2×2MIMO，为高频带无线覆盖提供了4×4MIMO。

发明内容

本发明解决了在不增加天线尺寸的情况下提高数据速率的需求，同时在单个单元中保持期望的方向性、增益和图案控制。通过使用四端口辐射元件(QPRE)和波束成形网络(BFN)阵列，所得到的天线保持了所有的性能参数，这些参数已经过优化以为给定设备提供理想的覆盖范围，并允许在MIMO中增加必要的性能以实现行业未来需要满足不断增长的容量需求的全数据速率吞吐量。

本发明还具有用于频带优化的应用。当今的宽带辐射元件允许在同一阵列上承载多个无线频带。这样做法的优点在于，不同的频带可以占用相同的结构并节省塔架空间，但是固有缺点在于，由于用于这种技术的阵列配置和不同的操作频率，因而在不使用昂贵的双工器来允许每个无线频段独立倾斜的情况下，无法为每个频段优化垂直覆盖范围。本发明允许阵列产生理想的倾斜同时占用相同的阵列空间，从而提供优异的覆盖范围优化。

根据本发明，通过提供在所有四个端口之间充分隔离的元件和辐射图案参数(VSWR、隔离度、图案形状、共极化和交叉极化性能、阵列因子、低包络相关性系数)，天线系统的基本元件、辐射元件的尺寸、端口数加倍，同时保持现有性能。具有双极化状态的典型辐射元件在f

本发明提供了具有四个同时极化状态的平面阵列的天线。每个QPRE辐射元件可实现为交叉元件结构，其中第一辐射元件SR

波束成形网络(BFN)可通过各种馈电分配网络类型(诸如固定电倾斜、相位可调或独立元件馈电)实现，馈电分配网络连接到QPRE的四个辐射元件中的每一个以提供QPRE阵列天线。由于QPRE元件的阻抗与系统阻抗Z

附图说明

图1A是用于本发明的示例性实施方式的单个四端口辐射元件(QPRE)的等轴视图。

图1B是图1A的QPRE等轴视图顺时针旋转90°的视图，具有用于‘b’和‘d’QPRE元件的套管单极子的剖视图。

图2A是在698MHz至960MHz频率范围内操作的QPRE元件的四个端口的模拟VSWR和模拟隔离。

图2B是在698MHz至960MHz频率范围内操作的QPRE元件的四元件阵列的模拟方位角图案和模拟仰角图案。

图2C是在698MHz至960MHz频率范围内操作的QPRE元件四个端口的模拟ECC。

图3是示出当前技术水平的双线性极化天线阵列的主要组件的框图。

图4A是示出本发明的一个实施方式的主要组件的框图。

图4B是本发明的一个实施方式的辐射元件的等轴图。配置为针对单个频率范围提供四个独立的极化。

图5是当前技术水平的为无线通信提供6个端口的三频带双线性极化天线阵列的等轴图。

图6A是本发明的一个实施方式的QPRE辐射元件的框图，该QPRE辐射元件用于将无线通信中的可用端口的数量从6加倍到12。

图6B是实现图6A的框图的QPRE阵列的等轴图。

图6C是图6B的QPRE阵列的俯视图。

图7是在4×4大规模MIMO配置中所配置的QPRE的示图。

图8A和图8B是套管单极子辐射元件。

图9A至图9D是具有滤波器元件的套管单极子辐射元件。

图10A和图10B是滤波器支架结构的图示。

图11是图8A至图8D中的元件的模拟VSWR和方位角图案。

具体实施方式

在描述附图中所示的本发明的实施方式时，为了清楚起见，将采用特定的术语。然而，本发明并不旨在限于如此选择的特定术语，并且将理解，每个特定术语包括以类似方式操作以实现类似目的的所有技术等同形式。出于说明的目的，描述了本发明的几个实施方式。应理解，本发明可以以未在附图中具体示出的其它形式实施。

本发明的辐射元件可用于无线通信。QPRE元件使用隔离的极化状态以通过低包络相关性系数(ECC)提供分集。ECC计算可根据Thaysen和Jacobsen的“Envelope CorrelationIn(N,N)MIMO Antenna Array From Scattering Parameters(关于散射参数的(N，N)MIMO天线阵列中的包络相关性)”进行。各种程度的元件的分集技术和MIMO系统取决于包络相关性系数(ECC)。这意味着ECC<0.1与ECC值<0.5相比将产生更大的数据吞吐量。可计算用于两个天线系统的ECCρ

其中，

其中，I是单位矩阵，并且H是复共轭转置。使用能量守恒定律。

然后，在由N个天线组成的MIMO系统中，天线i和j之间的相关性由下式给出

其中，C

通过替换，N个元件的散射参数中表示的包络校正ρ

为了对潜在吞吐量产生最小的影响，ECC＝0。实际上ECC＜0.1提供了优异的吞吐量，并且通过本发明实现了ECC＜0.1。

转到图1A，示出了覆盖698MHz至960MHz的无线频带的QPRE辐射元件。QPRE具有提供四个同时极化状态的四个套管单极子元件。同位的双线性极化辐射元件在F

还如图1A和图1B所示，示出了QPRE，其中天线具有辐射元件或套管单极子100a至100d、隔离栅160、接地反射器150、以及导线或馈电电缆140a至140d。套管单极子100a主要包括主辐射器102a、套管110a。天线还具有RF馈电PCB 120a和用于套管110a的短路。在该实施方式中，主辐射器100a还包括盘负载130a，盘负载130a将主辐射器100a在操作频带的下端的长度减小到约0.25λ。盘负载130a可以是由PCB材料构成的盘，其中仅单侧(底侧，即向内朝着辐射器100a的侧)覆盖有铜。为了直接电接触，将铜焊接到主辐射器100a。套管110a和主辐射器100a由具有高导电性的材料(诸如铜或黄铜)构成。

隔离栅160是由第一隔离构件和第二隔离构件形成的单个整体件。每个隔离构件具有基本正交于接地反射器150延伸的两个支腿，以及在支腿之间延伸并连接支腿的横梁。隔离构件在每个横梁的大致中间处基本彼此正交地相遇以形成X形。因此，隔离构件形成四个象限或元件：与辐射器100b结合的左上倾斜象限SL

在一个实施方式中，一个横梁基本平行于反射器150的较长侧延伸，而另一横梁基本平行于反射器150的较短侧延伸。支腿和横梁是薄而细长的平坦平面板，其中第一隔离构件在第一隔离构件平面中，第二隔离构件在第二隔离构件平面中，且第一隔离平面与第二隔离平面基本正交。板是平坦的并且具有第一平面和面对平面的第二平面，第一平面和第二平面在相对侧上并且正交于反射器150的顶部平面延伸。

RF馈电PCB 120a制造为印刷电路板(PCB)，其中RF馈电底部铜层121a联接到套管110a以在参考平面产生RF短路，参考平面由主辐射器100a、套管110a和同轴电缆140a之间的接合点组成。同轴电缆140a的外部导体焊接到底部121a，以产生短路以用于馈电端口的接地。在该实施方式中，同轴电缆140a为Z

在一个实施方式中，如图2B和8A所示，RF馈电120的底部121(或向内表面)可具有盘121、821的形状，馈电120的顶部(或向外表面)可以具有环形圈122、822的形状。RF馈电120、820可以是薄而细长的矩形绝缘板，其以正方形的形状围绕隔离栅160布置，且横梁在正方形的拐角向外延伸超过正方形，且支腿在正方形形状的外部。因此，横梁延伸通过正方形形状的拐角的RF馈电120之间的间隙。RF馈电120可联接到横梁的第一平面和第二平面中的相应平面。例如，RF馈电120的边缘可焊接到横梁的平面。然而，RF馈电120不需联接到栅160，并且可具有单独的支架。RF馈电120板分别位于与平面反射器150的顶表面基本正交的相应平面中。板具有向外侧平面和向内侧平面。

套管单极子100、800具有主辐射器102、802和套管110、810。主辐射器102、802可以是实心杆或空心管。套管110、810是具有中心孔的空心管。主辐射器102、802被容纳在孔中，使得对于主辐射器102、802的长度的至少一部分，套管110、810围绕主辐射器102、802同心且完全地延伸。在一个实施方式中，RF馈电120、820可具有开口824，如图8A最佳所示。电缆140、840具有由绝缘套围绕的中心导体。主辐射器102、802具有联接到同轴电缆140、840的中心导体(例如，通过焊接)的一端。例如，中心导体可从RF馈电120、820的内侧延伸通过RF馈电120、820中的开口824，以在RF馈电120、820的内侧与主辐射器102、802连接。主辐射器102、802可联接到RF馈电120、820，例如，同轴电缆140、840可附接到盘121、821的后面。

套管110、810具有与环122、822的顶表面联接的近端，例如，可面对并联接到(例如，通过焊接)馈电120、820的向外侧的向外表面。主辐射器102、802和套管110、810从馈电120、820的向外侧的向外表面基本垂直地向外延伸。套管110、810比主辐射器102、802短，因此主辐射器102、802比套管110、810延伸得更远。

RF馈电120a、820可以是平坦的绝缘衬底(诸如PCB)，并且在套管110a、810与盘121a、821之间提供连接以形成短路。底部铜盘121a、821的外部直径为51mm±15％，环形圈122a、822位于RF馈电PCB 120a、820的顶侧，并且例如可从馈电120、820进行蚀刻。环形圈122、822具有24mm的外部直径(OD)和18mm的内部直径(ID)。如图8A、8B最佳所示，环形圈122a、822a可以是平坦的(如垫圈)，并且具有中心开口。

套管110、810焊接到环形圈122a、822，使得套管110a、810与RF馈电PCB 120a、820的接地侧直接电接触。辐射器100a、800和套管110a、810均为细长元件，每个均具有各自的纵轴，并且所有细长元件基本彼此平行且垂直于反射器150的平面。在所示的非限制性实施方式中，反射器150由铝金属板组成。对于100b…140b，100c…140c和100a…140d，其余的QPRE极化状态以相同的方式连接。

因此，环122在馈电120、820的外侧形成外部导电部，并且盘121、821在馈电120、820的内侧形成内部导电部。通孔123、823延伸通过馈电120、820，并且还可延伸通过环122、822和盘121、821。对通孔进行镀覆以将环122、822与盘121、821电连接。盘121、821接地，这又将环122、822和套管110、810接地。然而，主辐射器102、802与套管110、810和环122、822被物理隔离和电隔离(在环122、822的中心开口内)，从而使得主辐射器102、802不接地。

在一个实施方式中，主辐射器102a是长度为112mm±15％、占F

如图所示，辐射器100a的最底端与套管110a基本上彼此齐平并附接到RF馈电PCB120a。辐射器100a的长度基本上长于套管110a，使得仅辐射器100a的一部分被套管110a围绕，并且辐射器100a从套管110a向外突出。套管110a用于在更大频率范围(即＞50％的阻抗带宽)上与辐射器100a阻抗匹配。辐射器至少部分被暴露以能够进行通信。在本发明的一个实施方式中，套管110a的长度为66mm±1％，占F

盘负载130a由PCB材料制成，其中底部铜具有8mm的直径。盘130处于主辐射器100的远端并且与主辐射器100的纵轴正交。馈电电缆140a也相对于主辐射器100a的纵轴以90°角固定。在所示的实施方式中，盘负载130a具有基本平坦且圆形的盘形状，并且位于辐射器100a的最上端。盘的尺寸可用于优化主辐射器的阻抗带宽。对于100b…140b，100c…140c和100a…140d，其余的QPRE极化状态以相同的方式连接。

隔离栅160改善了QPRE的四个端口之间的隔离。如图1A和图1B所示，隔离墙所需的维度可提供充足的隔离度，得到由S

为了改变联接和阻抗的程度，允许调节隔离栅的高度、宽度和间隙。栅组件高度的增加会降低较高频率下的联接，而会增加较低频率下的联接。随着宽度的增加，在整个频率范围内会产生更大的联接值。间隙的调整会降低在隔离栅的开口端的电抗而调整栅的阻抗，并改变系统的有效带宽。隔离栅和套管单极子串联工作，以在所需的操作频率范围内提供阻抗匹配。

因此，四个套管单极子天线100从相应馈电120的向外表面向外延伸并隔开约90度。第一天线100a、第二天线100b、第三天线100c和第四天线100d中的每一个均具有各自的第一纵向轴线、第二纵向轴线、第三纵向轴线和第四纵向轴线(沿着主辐射器102a、主辐射器102b、主辐射器102c、主辐射器102d的长度延伸)。第一纵向轴线与第三纵向轴线基本上是线性的，并且第二纵向轴线与第四纵向轴线基本上是线性的。第一纵向轴线和第三纵向轴线与第二纵向轴线和第四纵向轴线基本上是正交的。

图2A至图2C示出了在698MHz至960MHz频率范围(低频带)上的性能但可用于任何无线操作频带。图2A示出了698MHz至960MHz的QPRE的VSWR低于1.5：1，并且QPRE端口之间的隔离(联接)大于20dB。图2B示出了用于QPRE阵列的归一化模拟方位角图案，其中对于4QPRE阵列，200是共极化的信号和仰角图案并且210是交叉极化信号和仰角图案，且220是共极化信号并且230是交叉极化信号。图2C示出了在低频带的操作频率上低于<0.1的QPRE端口之间的ECC，用于在两组数据之间具有高度相关性的模拟和测量性能。

图4A是单频带QPRE天线阵列的框图，该阵列在仅提供2×2MIMO功能的现有天线阵列的尺寸中结合了QPRE元件(包括套管单极子400a…400d)。BFN 410a…410d提供所需的仰角图案控制。得到的天线以如图3的2×2天线的相同形状因数提供四个独立的极化状态，以实现所需的4×4MIMO输入/输出端口P1…P4功能。

如图所示，由于天线具有四个发送和接收端口P1至P4，因而其是4×4MIMO。第一端口P1连接到第二BFN 410b，第二BFN 410b又依次连接到第一天线至第N天线的每个左上倾斜元件SL

天线可实现为辐射QPRE元件的平面或线性阵列。所示的实施方式是在垂直于天线位置观察时沿垂直平面对齐的线性阵列的实施方式。如图4B所示，套管单极子与天线的侧面成一定角度，例如成约45度、135度、225度和315度，但是也可采用其它合适的角度。在所示的实施方式中，线性阵列因数主要形成仰角波束成形，并且方位角波束成形主要通过QPRE元件和接地平面的几何形状形成。

本发明的另一个可选实施方式在图6A至图6C中示出。这里，多频带QPRE天线(在行业中通常被称为三频天线)是在现有天线阵列的尺寸中结合QPRE元件的阵列，并且其仅在PCS/AWS或类似的更高频带(高频带)中用现有4×4MIMO操作为低频带提供2×2MIMO功能。得到的天线为低频带提供4×4MIMO，并为高频带提供8×8MIMO。

天线可实现为辐射QPRE元件的平面或线性阵列，在低频带频率范围上操作的第一QPRE 610元件阵列、以及在高频带频率范围上操作的第二侧向布置的另一QPRE 620a元件阵列、以及在高频带频率范围上操作的第三侧向布置的另一QPRE 620b元件阵列。所示的实施方式是在垂直于天线位置观察时沿垂直平面对齐的线性阵列的实施方式。在实施方式中，线性阵列因数主要形成仰角波束成形，并且方位角波束成形主要通过QPRE元件和接地平面的几何形状形成。

因此，第一高频带QPRE 620a在第一列中对齐，低频带QPRE 610在第二列中对齐，以及第二高频带QPRE 620b在第三列中对齐，且第二列位于第一列与第三列之间。高频带QPRE 620a、620b的数量可以是低频带QPRE 610的两倍。低频带QPRE 610基本上比高频带QPRE620a、620b大，并且可约为两倍大。当然，可提供其它合适的QPRE布置和数量，诸如高频带QPRE和低频带QPRE可以在同一列中交替，并且高频带QPRE的数量不需要为两倍，并且QPRE可以是不同的相对尺寸。图6B的天线具有与图5的天线相同的物理维度，因此它可替换现有天线(图5)而无需对塔架上的负载因数进行额外的改变，不增加运营商的租赁成本但无线服务的容量将会加倍。

在图7中，本发明的另一个实施方式是针对给定的孔尺寸而端口数量加倍的大规模MIMO(mMIMO)。图7所示的天线是使用QPRE元件700的高频带4×4大规模MIMO天线的天线，QPRE元件700为大规模MIMO应用提供64个端口。天线的尺寸与标准的32端口4×4大规模MIMO天线相同。

在图8和图9中所示的另一实施方式中，滤波后的主辐射器802可用于抑制干扰信号。先参考图8，该实施方式中的滤波后的主辐射器802a具有112mm的总高度。在这种情况下，以与在第15/395,170号(公开号2018/0138597)美国专利申请中描述的类似方式完成滤波，其全部内容通过引用合并于此，其中，在本发明中使用三个PCB滤波器实现1.695GHz至2.690GHz的滤波。因此，天线包括套管810、RF馈电820、盘821、环822、通孔823和电缆840。RF馈电820是具有层压板的PCB，层压板的两侧都贴有铜片(0.0007英寸的厚度)，通过蚀刻工艺将“铜片”转换为扁平环822和扁平盘821的形状。

本实施方式中使用的滤波器元件在图9中示出。滤波器元件由具有带迹线的滤波器电介质910的PCB材料制成。电介质910是具有前表面和后表面的平坦平面元件，并且被拉长以具有长度和宽度。在电介质910的前表面上形成前垂直铜迹线900a、900b和前水平铜迹线901。垂直迹线900a、900b沿着电介质的长度的两个外围侧形成，在图9A和图9B的实施方式中的左边和左边示出。因此，垂直迹线900a、900b从电介质910的顶端(几乎到最顶部)线性延伸到电介质910的底端(几乎到最底部)。前水平迹线901从左迹线900a横向延伸到右迹线900b横跨电介质910。水平迹线901连接左垂直迹线900a和右垂直迹线900b。水平迹线901可包含具有正交角的U形弯曲，如图9A和图9B所示。在图9A和图9B中，水平迹线901形成用于滤波器电路的电感组件。

在电介质910的后表面上形成后垂直铜迹线903a、903b。垂直迹线903a、903b沿着电介质的长度的两个外围侧形成，在图9C和图9D的实施方式中的左边和左边示出。因此，垂直迹线903a、903b从电介质910的顶端(几乎到最顶部)线性延伸到电介质910的底端(几乎到最底部)。

另外，沿着前垂直迹线900和后垂直迹线903提供镀覆的通孔902。通孔902延伸通过电介质910，从与前迹线900连接的前表面到与后迹线903连接的后表面。通孔902镀覆为具有导电性，并提供前铜迹线900和后铜迹线903之间的直接电连接。镀覆的通孔会降低表面电流，从而降低滤波器的性能。

滤波器电介质910具有0.762mm的厚度，并且具有与先前描述的所有其它PCB相同的介电特性。铜迹线900a、900b、901、903a、903b可以是0.06mm厚。前垂直铜迹线900a、903b和后垂直铜迹线903a、903b可具有45.8mm的高度和1.27mm的宽度。水平铜迹线可具有2.9mm的宽度和约9.8mm的总长度。滤波器介电层的总高度和宽度分别为46.5mm和13mm。

出于说明滤波器的目的，图8A、8B示出了具有套管810的天线的横截面图。滤波后的天线(图8)和未滤波的天线(图1)之间的唯一区别是添加了滤波器支架830和滤波器。因此，图8A、8B的共用元件与如针对图1讨论的图1的共用元件是相同的。

参考图10A和图10B，滤波器支架830用于滤波器元件的放置支撑，并且滤波器支架的顶部用于以类似于美国公开号为2018/0261923的申请中描述的方式来帮助阻抗匹配天线。滤波器支架830的顶部具有12mm的高度和21mm的外部直径。

图10A和图10B中最佳地示出滤波器支架840。滤波器支架840具有顶部和底部。顶部是内部直径大于辐射器802的顶部的外部直径的管。滤波器支架830的顶部具有容纳辐射器802并形成摩擦配合的中心开口。如图所示，滤波器支架840的顶部可以在辐射器300的中间部分。滤波器支架840的底部具有从上部管的底端向下延伸的一个或多个支腿。支脚具有顶端、中间部分和底端。顶端形成从滤波器支架840的顶部横向向外延伸的弯曲部。底端具有通道，并且中间部分具有插槽840。通道和插槽840一起容纳滤波器电介质910并形成摩擦配合以将滤波器电介质910保持在垂直位置，且每个电介质910的一个纵向侧朝着中心向内延伸以与辐射器802的底部相邻，使得电介质910从辐射器802向外延伸到支脚，如图8B所示。

参考图11，通过减少非操作频率范围内的带外抑制，显示了滤波器元件在VSWR和辐射图案上的优势。

注意，说明书和权利要求书使用了几个几何或关系术语，诸如圆形、平行、垂直、同心、平面、正方形、矩形、线性、盘和平坦。另外，说明书和权利要求书使用了几个方向或位置术语等，诸如顶、底、上、下、左、右、向内和向外。这些术语仅是为了便于基于附图所示的实施方式进行描述。这些术语不旨在限制本发明。因此，应认识到，本发明可以以其它方式描述，而无需那些几何、关系、方向或位置术语。另外，几何或关系术语可能不精确。例如，由于例如表面的粗糙度、制造中允许的公差等，壁可能彼此不完全垂直或平行，但仍被认为是基本上垂直或平行。并且，在不背离本发明的精神和范围的前提下，可提供其它合适的几何形状和关系。

在本说明书中，各种尺寸、形状和维度是近似的和示例性的，以说明本发明的范围，而不是限制性的。尺寸和术语“基本上”和“约”指正负15％至20％，或者在其它实施方式中指正负10％，并且在其它实施方式中指正负5％和正负1％至2％。另外，尽管在本发明的某些实施方式中可提供具体的维度、尺寸和形状，但是这些是为了便于说明本发明的范围而不是限制性的。因此，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以利用其它维度、尺寸和/或形状。

随附的说明书和附图应被认为仅是对本发明原理的说明。本发明可以以各种形状和尺寸配置，并且不旨在由实施方式限制。本领域技术人员将容易想到本发明的大量应用。因此，不希望将本发明限制为公开的具体示例或者示出和描述的确切构造和操作。相反，在本发明的范围内，可采用所有合适的修改和等同形式。