布线基板

技术领域

本发明涉及布线基板，特别涉及包含由陶瓷构成的多个绝缘层与由导体构成的多个层间接地导体的层叠体的布线基板。

背景技术

日本特开2001-077240号公报(专利文献1)公开了用于传送30GHz以上的高频信号的布线基板。根据该公报，布线基板具有：陶瓷电介质基板、高频传输线路、和用于在高频传输线路的终端部经由钎料与其他高频电路连接的连接端子部。高频传输线路具有：信号导体线，其形成于电介质基板表面且其终端部延伸设置到电介质基板的端面附近；和接地层，其与信号导体线平行地形成于所述电介质基板的内部或背面。在电介质基板的表面的连接端子部处的信号导体线的两侧形成有一对连接用接地导体。一对连接用接地导体和接地层利用在设置于电介质基板的过孔内填充金属糊剂进行烧成而形成的过孔导体进行连接。过孔导体的侧面从电介质基板的端面露出。

根据上述公报的主张，这些结构能够防止连接端子部处的过孔导体与电介质基板端面之间的谐振，防止在连接端子部的传输特性的劣化，降低与其他高频电路的连接部处的高频信号的传输损耗。此外，作为其验证，提示了30GHz下的传输特性的实验结果。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2001-077240号公报

发明内容

(发明要解决的课题)

根据上述日本特开2001-077240号公报的技术，过孔导体配置为在连接用接地导体与接地层之间的电介质层的侧面露出。因此，过孔导体的配置在平面布局中处于与连接用接地导体重叠的位置，且在厚度方向处于连接用接地导体与接地层之间的位置。如此，配置过孔导体的位置是有限制的，因此，对于其传输特性来说，即使在信号频率到30GHz程度为止是足够的，也难以在更高的频率下被最优化。若该最优化不充分，则在布线基板的侧面附近产生表面波，由此产生电磁能的泄漏，其结果，无法得到良好的传输特性。特别是近年来，要求通过使用差动信号而以非常高的频率传播信号的技术，具体而言，要求65GHz程度以上的良好的传输特性。

本发明是为了解决以上那样的课题而完成的，其目的在于提供一种在高频下也能够得到良好的传输特性的布线基板。

(用于解决课题的技术方案)

本发明的一个方式的布线基板具有：由陶瓷构成的多个绝缘层与由导体构成的多个层间接地导体的层叠体、第一和第二信号电极、和多个第一贯通接地导体。层叠体中，多个绝缘层中含有的第一～第N绝缘层(N≥3)和多个层间接地导体中含有的第一～第(N－1)层间接地导体在厚度方向交替地层叠。层叠体具有：第一绝缘层所形成的电极安装面、第一侧面和第二侧面。多个层间接地导体中含有的第j

布线基板优选包含具有第一和第二信号电极的差动布线。差动布线可以用于传播具有65GHz以上的频率f的电信号。多个绝缘层具有相对介电常数ε，将D定义为多个第一贯通接地导体的间隔，将T

布线基板优选包含具有第一和第二信号电极的差动布线。将D定义为多个第一贯通接地导体的间隔且将T

多个第一贯通接地导体分别优选配置在设置于第一侧面的凹部。

布线基板优选在第二侧面具有在与厚度方向交叉的方向隔开间隔地排列的多个第二贯通接地导体。优选多个层间接地导体中含有的第j

第一和第二信号电极分别可以是在平面布局中从层叠体的电极安装面突出的第一和第二突出信号电极。在该情况下，多个第一贯通接地导体优选包含从层叠体的电极安装面分离的分离贯通接地导体。分离贯通接地导体在平面布局中与第一突出信号电极至少部分地重叠。

第h

(发明效果)

根据本发明的一个方式的布线基板，多个层间接地导体中含有的第j

本发明的目的、特征、方式以及优点通过以下的详细说明和附图而变得更加明确。

附图说明

图1是示意性地表示本发明的实施方式1中的布线基板的结构的顶视图。

图2是概略地表示图1的布线基板所含的布线构造的结构的仰视图。

图3是以箭头III(图1)的方向概略地观察图2的布线构造的立体图。

图4是以箭头IV(图1)的方向概略地观察图2的布线构造的立体图。

图5是以与图3同样的视角概略地表示本发明的实施方式2中的布线基板所含的布线构造的结构的立体图。

图6是与比较例一起示出作为布线基板的传输特性的差动通过特性的模拟结果的曲线图，该布线基板包含具有图4和图5中的至少任一者所示的构造特征的布线构造。

图7是与比较例一起示出作为布线基板的传输特性的能量损耗特性的模拟结果的曲线图，该布线基板包含具有图4和图5中的至少任一者所示的构造特征的布线构造。

图8是以与图5同样的视角概略地表示参考例的构造特征的立体图。

图9是以与图4同样的视角概略地表示参考例的构造特征的立体图。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的实施方式进行说明。

＜实施方式1＞

图1是示意性地表示本实施方式中的封装体801(布线基板)的俯视图。封装体801用于制造高频模块。封装体801具有框体FL、和框体FL所包围的空腔CV。空腔CV具备具有安装区域RM和端子区域RT的底部。在空腔CV中在安装区域RM上安装电路部件(未图示)。通过在框体FL上安装盖体(未图示)以使空腔CV成为封闭的空间，从而将电路部件从外部环境密封。由此，能够保护电路部件免受外部环境的影响。

电路部件可以包含IC(集成电路)。IC与外部(其他高频电路等)收发的信号的频带的上限可以为65GHz以上。另外，电路部件可以包含光学部件，在该情况下，封装体801是用于制造光模块的光封装体。光学部件典型的是光半导体元件，例如是光源用的激光二极管或光检测用的光电二极管。作为光封装体的封装件801为了确保用于接收来自配置在封装件801的外部的光纤(未图示)的光或用于向光纤发送光的路径而在框体FL具有开口部OP。另外，也可以安装对开口部OP进行密封的透光性构件。

安装在安装区域RM上的电路部件通过例如引线接合等连接于端子区域RT，由此能够经由封装体801中含有的布线构造701与封装体801的外部环境电连接。布线构造701具有：向封装体801的外部露出的信号导线SO1～SO4(第一～第四信号电极)、向封装体801的外部露出的接地导线GO1～GO3(第一～第三接地电极)、空腔CV内的信号端子SI1～SI4、空腔CV内的接地端子GI1～GI3、和空腔CV内的电容器C1～C4。

信号导线SO1与信号端子SI1通过信号布线WS1互相连接。信号导线SO2与信号端子SI2通过信号布线WS2互相连接。信号导线SO3与信号端子SI3通过信号布线WS3互相连接。信号导线SO4与信号端子SI4通过信号布线WS4互相连接。信号布线WS1～WS4分别能够由后述的层间信号导体(未图示)、信号用的表层导体(图2：电极图案P1～P4)、以及在厚度方向将这些导体间相连的贯通导体构成。信号用的贯通导体能够由城堡型电极(在后述的层叠体LM的侧面上露出的电极，未图示)和过孔电极(在后述的层叠体LM的侧面上未露出的电极，未图示)中的至少任一者构成。信号布线WS1～WS4分别可以包含用于安装电容器C1～C4的导体图案，电容器C1～C4用于防止直流的传送。能够使用焊料BR将电容器C1～C4分别安装在这些导体图案上(参照图3和图4)。接地导线G01～G03分别通过接地布线WG与接地端子GI1～GI3连接。接地布线WG能够由后述的层间接地导体LG1～LG15(图3)、接地用的表层导体(图2：接地图案PG)、和在厚度方向将这些导体间相连的贯通导体构成。接地用的贯通导体能够由城堡型电极(外侧贯通接地导体MO(图3)和内侧贯通接地导体MI(图4))和过孔电极(在后述的层叠体LM的侧面上未露出的电极，未图示)构成。

具有信号导线SO1和信号端子SI1的信号布线WS1、以及具有信号导线SO2和信号端子SI2的信号布线WS2构成第一差动布线。此外，具有信号导线SO3和信号端子SI3的信号布线WS3、以及具有信号导线SO4和信号端子SI4的信号布线WS4构成第二差动布线。因此，第一差动布线具有信号导线SO1、SO2和信号端子SI1、SI2，第二差动布线具有信号导线SO3、SO4和信号端子SI3、SI4。另外，虽然本实施方式的布线构造701如上所述那样具有2个差动布线，但差动布线的数量不限定于特定的数量。

图2是概略地表示布线构造701的结构的仰视图。此外，图3和图4分别为以箭头III和IV(图1)的方向概略地观察布线构造701的立体图。各图中示出了具有互相正交的方向X、Y和Z的正交坐标系。布线构造701除了上述构件以外还具有层叠体LM、外侧贯通接地导体MO和内侧贯通接地导体MI(多个第一贯通接地导体和多个第二贯通接地导体)、和金属基座板10。另外，为了容易观察附图，对电极安装面SB上和端子区域RT上的布线图案(图2～图4)、侧面SO上的外侧贯通接地导体MO(图3)、侧面SI上的内侧贯通接地导体MI(图4)所占的面区域附加点。

层叠体LM为由氧化铝等电介质陶瓷构成的第一～第N绝缘层LD1～LDN(N≥3)与由导体构成的第一～第(N－1)层间接地导体LG1～LG(N－1)的层叠体。层间接地导体是会被接地的层间导体。本实施方式中N＝16，因此，层叠体LM是第一～第十六绝缘层LD1～LD16与第一～第十五层间接地导体LG1～LG15的层叠体。层叠体LM中，绝缘层LD1～LD16和层间接地导体LG1～LG15在厚度方向Z交替地层叠。另外，层叠体LM可以包含由导体构成且会被施加信号电位的层间导体、即层间信号导体。层间信号导体与层间接地导体LG1～LG15电绝缘分离。层间信号导体可以配置在与层间接地导体LG1～LG15相同的层。层叠体LM具有绝缘层LD1所形成的电极安装面SB、分别形成框体FL(图1)的外周面和内周面的侧面SO和侧面SI(第一侧面和第二侧面)、以及形成框体FL的上表面的上表面ST。

本实施方式中，框体FL(参照图1)由绝缘层LD1～LD16和层间接地导体LG1～LG15构成。此外，端子区域RT(参照图1)由绝缘层LD1～LD12和层间接地导体LG1～LG12构成而没有绝缘层LD13～LD16和层间接地导体LG13～LG15，从框体FL向其内部延伸。由此端子区域RT具有向框体FL的内侧伸出的平台形状，该平台形状的表面(图3和图4中的上表面)由绝缘层LD12和配置在其上的层间接地导体LG12的图案构成。

在层叠体LM的电极安装面SB形成有表层导体，该表层导体具有接地图案PG(图2)和电极图案P1～P4(图2)。信号导线SO1～SO4分别经由电极图案P1～P4安装在层叠体LM的电极安装面SB。接地导线GO1～GO3分别经由接地图案PG安装在层叠体LM的电极安装面SB。电极安装面SB可以在信号导线SO1～SO4与接地导线GO1～GO3之间具有到达侧面SO的沟槽TR。

外侧贯通接地导体MO配置在层叠体LM的侧面SO。外侧贯通接地导体MO分别优选配置在设置于侧面SO的凹部。换言之，外侧贯通接地导体MO分别优选为城堡型电极。在侧面SO通过各个外侧贯通接地导体MO将第j

外侧贯通接地导体MO包含接地导线附近贯通接地导体MOG1～MOG3和信号导线附近贯通接地导体MOS1～MOS4(分离贯通接地导体)。接地导线附近贯通接地导体MOG1～MOG3分别优选到达电极安装面SB，进一步优选与接地导线GO1～GO3相接。信号导线附近贯通接地导体MOS1～MOS4在厚度方向Z从电极安装面SB分离。因此信号导线附近贯通接地导体MOS1～MOS4不贯通绝缘层LD1而仅贯通绝缘层LD2～LDN(N≥3，在此N＝16)的至少一部分。此外，信号导线附近贯通接地导体MOS1～MOS4优选仅贯通绝缘层LD2～LDN的部分绝缘层，此外，绝缘层LDN优选未贯通。图3的例子中，信号导线附近贯通接地导体MOS1～MOS4仅贯通绝缘层LD2～LD3。信号导线附近贯通接地导体MOS1可以在平面布局(即XY面上的布局)中与信号导线SO1至少部分地重叠。进而，信号导线附近贯通接地导体MOS1～MOS4可以分别在平面布局中与信号导线SO1～SO4至少部分地重叠。

外侧贯通接地导体MO在与厚度方向Z交叉的方向Y隔开间隔D地排列。在此，绝缘层LD具有相对介电常数ε，前述的差动布线用于传播具有频率f的电信号时，若将T

D+T

由此，特别是在频率f为65GHz以上的情况下，传输特性得到进一步改善。例如，只要满足D+T

此外，外侧贯通接地导体MO的间隔D也可以按每个场所而不同。例如，接地导线附近贯通接地导体MOG1与信号导线附近贯通接地导体MOS1的间隔和信号导线附近贯通接地导体MOS1与信号导线附近贯通接地导体MOS2的间隔也可以不同。

内侧贯通接地导体MI配置在层叠体LM的侧面SI。内侧贯通接地导体MI分别优选配置在设置于侧面SI的凹部。换言之，内侧贯通接地导体MI分别优选为城堡型电极。在侧面SI通过各个内侧贯通接地导体MI将层间接地导体LG中含有的第j

另外，彼此相邻的外侧贯通接地导体MO(图3)的间隔无需完全相同，例如，接地导线附近贯通接地导体MOG1与信号导线附近贯通接地导体MOS1之间的间隔和信号导线附近贯通接地导体MOS1与信号导线附近贯通接地导体MOS2之间的间隔可以不同。此外，彼此相邻的内侧贯通接地导体MI(图4)的间隔无需完全相同。如此即使在间隔有差别的情况下，也优选各间隔满足上述不等式。

信号导线SO1～SO4在本实施方式中分别是在平面布局(即XY面上的布局)中从层叠体LM的电极安装面SB向X方向突出的突出信号电极。此外，接地导线GO1～GO3在本实施方式中为在平面布局中从层叠体LM的电极安装面SB向X方向突出的突出信号电极。

根据本实施方式，层间接地导体LG到达侧面SO。由于侧面SO附近的层间接地导体的存在，侧面SO附近的表面波的从电极安装面SB沿着厚度方向Z的传播被屏蔽。因此，能抑制由该传播引起的电磁能的泄漏。进而，层间接地导体LG1～LG3在侧面SO通过外侧贯通接地导体MO互相电连接。由此，能抑制侧面SO附近的层间接地导体LG1～LG3的谐振。因此，能抑制因该谐振导致的上述屏蔽效果的劣化。根据以上内容，在高频下也能够得到良好的传输特性。

特别是，在满足不等式D+T

在满足不等式D+T

外侧贯通接地导体MO分别优选配置在设置于侧面SO的凹部。由此，能够使用城堡型电极的形成技术形成外侧贯通接地导体MO，在该情况下，能够将在厚度方向Z的外侧贯通接地导体MO的端部的位置与层间接地导体LG精确地重叠。因此，能够避免外侧贯通接地导体MO的端部的位置从层间接地导体LG偏移所引起的外侧贯通接地导体MO的端部的谐振。因此，该谐振对传输特性造成的不良影响得到进一步抑制。

优选的是，层间接地导体LG13～LG15到达侧面SI，且通过各个内侧贯通接地导体MI互相电连接。由此，不仅在侧面SO，而且在侧面SI附近也抑制了电磁能的泄漏和谐振对传输特性造成的不良影响。因此，与仅在侧面SO抑制这些不良影响的情况相比，能够使高频下的传输特性显著变得良好。

信号导线SO1～SO4分别可以为在平面布局中从层叠体LM的电极安装面SB突出的突出信号电极。电极安装面SB上的电极构造由于确保端子等的物理强度的必要性，因此容易受到最小尺寸的制约，因此，难以采用抑制了与周边的阻抗不匹配的设计。其结果，在平面布局中与突出信号电极重叠的区域附近的电磁能的泄漏或谐振在现有技术中容易产生。根据本实施方式，能够有效地抑制该问题。在使用这样的突出信号电极的情况下，外侧贯通接地导体MO优选包含在平面布局中与信号导线SO1至少部分地重叠的信号导线附近贯通接地导体MOS1。由此，能够抑制在平面布局中与信号导线SO1重叠的区域附近的电磁能的泄漏或谐振。进而，外侧贯通接地导体MO优选包含在平面布局中至少部分地与信号导线SO1～SO4分别重叠的信号导线附近贯通接地导体MOS1～MOS4。由此，能够抑制在平面布局中与信号导线SO1～SO4重叠的区域附近的电磁能的泄漏或谐振。

＜实施方式2＞

图5是在与图3(实施方式1的布线构造701)同样的视角中概略地表示本实施方式的布线构造702的立体图。布线构造702中，第j

图6是与比较例(结果E0)一起示出作为布线基板的传输特性的差动通过特性(用S参数的表述中的|Sdd21|)的模拟结果(结果E1～E3)的曲线图，该布线基板包含布线构造701所具有的构造特征FA(图4)和布线构造702所具有的构造特征FB(图5)中的至少任一者。图7是与比较例(结果E0)一起示出作为布线基板的传输特性的能量损耗特性(用S参数的表述中的1－(|Sdd11|

构造特征FA(图4)具有内侧贯通接地导体MI。另一方面，构造特征FAx(图9)不具有内侧贯通接地导体MI。

构造特征FB(图5)具有与多个层间接地导体LG1～LG3连接的外侧贯通接地导体MO。另一方面，构造特征FBx(图8)具有与单个层间接地导体LG1连接且与其他层间接地导体不连接的外侧贯通接地导体MO。

图6和图7中，结果E0表示在应用构造特征FAx(图9)和构造特征FBx(图8)的条件下的模拟结果。结果E1表示在应用构造特征FA(图4)和构造特征FBx(图8)的条件下的模拟结果。结果E2表示在应用构造特征FAx(图9)和构造特征FB(图5)的条件下的模拟结果。结果E3表示在应用构造特征FA(图4)和构造特征FB(图5)的条件下的模拟结果。由这些模拟结果可知，与结果E0相比，根据结果E1～E3，在65GHz程度以上改善了传输特性，到75GHz程度为止可得到良好的传输特性。若在结果E1～E3之间进行比较，则结果E2与结果E1相比良好，结果E3最好。

另外，上述模拟的除上述以外的主要条件如下所述。Y方向上的信号导线SO1的中心与信号导线SO2的中心之间的距离(以及Y方向上的信号导线SO3的中心与信号导线SO4的中心之间的距离)为0.65mm，Y方向上的接地导线GO1的中心与接地导线GO2的中心之间的距离(以及Y方向上的接地导线GO2的中心与接地导线GO3的中心之间的距离)为2.4mm。此外，Y方向上的接地导线附近贯通接地导体MOG1与接地导线附近贯通接地导体MOG2之间的间隔(以及Y方向上的接地导线附近贯通接地导体MOG2与接地导线附近贯通接地导体MOG3之间的间隔)为1.725mm，Y方向上的信号导线附近贯通接地导体MOS1与信号导线附近贯通接地导体MOS2之间的间隔(以及Y方向上的信号导线附近贯通接地导体MOS3与信号导线附近贯通接地导体MOS4之间的间隔)为0.40mm。此外，Y方向上的接地导线附近贯通接地导体MOG1与信号导线附近贯通接地导体MOS1的间隔(和信号导线附近贯通接地导体MOS2与接地导线附近贯通接地导体MOG2的间隔，和接地导线附近贯通接地导体MOG2与信号导线附近贯通接地导体MOS3的间隔，和信号导线附近贯通接地导体MOS4与接地导线附近贯通接地导体MOG3的间隔)为0.46mm。此外，Y方向上的彼此相邻的内侧贯通接地导体MI(参照图4)之间的间隔为0.6325mm。此外，绝缘层LD的相对介电常数ε为9。此外，绝缘层LD1～LD12各自的厚度为0.15mm，绝缘层LD13～LD16各自的厚度为0.25mm。此外，在信号导线SO1与信号导线SO2之间和信号导线SO3与信号导线SO4之间配置的沟槽TR的深度(在厚度方向Z的尺寸)为225μm，在接地导线GO1与信号导线SO1之间、信号导线SO2与接地导线GO2之间、接地导线GO2与信号导线SO3之间、和信号导线SO4与接地导线GO3之间配置的沟槽TR的深度为300μm。

根据本实施方式，层间接地导体LG1～LG3到达侧面SO。由此，侧面SO附近的表面波的从电极安装面SB沿着厚度方向Z的传播被层间接地导体LG1～LG3屏蔽。因此，能抑制由该传播引起的电磁能的泄漏。进而，层间接地导体LG1～LG3与实施方式1同样地，通过在侧面SO在与厚度方向Z交叉的方向Y隔开间隔地排列的外侧贯通接地导体MO互相电连接。由此，能抑制侧面SO附近的层间接地导体LG1～LG3的谐振。因此，能抑制该谐振对传输特性造成的不良影响。根据以上内容，与实施方式1大致同样地在高频下也能够得到良好的传输特性。

特别是根据本实施方式(图5)，与实施方式1(图3)不同，层间接地导体LG4～LG15与侧面SO离开，因此在侧面SO未露出。由此，在具有布线构造702的布线基板的制造方法具有镀覆处理的情况下，对于层间接地导体LG4～LG15，能够在侧面SO避免该镀覆处理。因此，能减少在镀覆处理中消耗的材料的量。因此，能够抑制镀覆处理的材料成本。该效果在该镀覆处理为贵金属镀覆处理、特别是镀金处理的情况下特别显著。

另外，在上述实施方式1和2中，对信号导线SO1和SO2(第一和第二信号电极)为在平面布局中从层叠体LM的电极安装面SB突出的突出信号电极的情况进行了说明，但第一和第二信号电极也可以为在平面布局中不从层叠体LM的电极安装面SB突出的电极。例如，可以使用如BGA(Ball Grid Array，球形栅格阵列)或PCB(Printed Circuit Board，印刷电路板)那样的电极构造。或者，可以使用如柔性基板那样的电极构造。此外，电极安装面SB也可以由绝缘层LD16形成。即，上表面ST也可以为电极安装面SB。此外，在上述实施方式1和2中，对设置有(层叠体LM的侧面SO上的)外侧贯通接地导体MO和(层叠体LM的侧面SI上的)内侧贯通接地导体MI的情况进行了说明，但不限定于此，也可以仅设置外侧贯通接地导体MO和内侧贯通接地导体MI中的任一者。表面波的产生所致的电磁能的泄漏所引起的损耗的增大在内侧和外侧双方产生。优选设置外侧贯通接地导体MO和内侧贯通接地导体MI双方，但即使仅一方也能够得到减轻损耗的效果。

虽然详细地说明了本发明，但上述的说明在所有的方面都是例示，本发明并不限定于此。应理解为能够在不脱离本发明的范围的情况下设想未例示的无数个变形例。

附图标记说明

701、702：布线构造

801：封装体(布线基板)

CV：空腔

FL：框体

GI1～GI3：接地端子

GO1～GO3：接地导线(第一～第三接地电极)

LD1～LD16：绝缘层

LG～LG15：层间接地导体

LM：层叠体

MI：内侧贯通接地导体

MO：外侧贯通接地导体

MOG1～MOG4：接地导线附近贯通接地导体

MOS1～MOS4：信号导线附近贯通接地导体(分离贯通接地导体)

P1～P4：电极图案

PG：接地图案

RM：安装区域

RT：端子区域

SB：电极安装面

SI、SO：侧面

SI1～SI4：信号端子

SO1～SO4：信号导线(第一～第四信号电极)

ST：上表面

WG：接地布线

WS1～WS4：信号布线。