一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，具体涉及一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法。

背景技术

短波通信是指波长范围10米～100米，频率范围3MHz～30MHz的一种无线电通信技术。短波通信发射的电波要经电离层的反射才能到达接收端，通信距离较远，是远程通信的主要手段。尽管新型无线电通信系统不断涌现，但是短波通信这一古老而传统的通信方式仍然受到全世界的普遍重视，不仅没有淘汰，反而还在不断快速发展。因为它有着其它通信系统不具备的优点。首先，短波是唯一不受网络和中继制约的远程通信手段，例如发生战争或灾害，卫星受到攻击时，短波的抗毁能力和自主通信能力是其他通信设备无法媲美的；其次，山区、戈壁和海洋等偏远地区通信主要依靠短波；最后，低廉的通信费用也使得短波具有广阔的市场。

短波信号具有一定带宽会占据一定的频谱资源，因此为了防止两个短波信号互相干扰，通常会将它们‘放置’在收发双发约定的频率点上，这些频率点互相保持一定间隔。例如现在常用的短波信号带宽为3KHz，可以将信号‘放置’在n×3KHz频率上，即3003KHz、3006KHz、3009KHz等等，也就是说收发双方在通信前就已经约定了所有可能的通信频率，只是在通信时任意选取其中的一个频率进行信息传输。通常人们会根据经验值针对不同时间段制定不同的通信频率集，频率集合中的频率点个数通常小于等于8。在这种通信模式下接收端只需要‘守候’特定的频率，在仅有的一个或几个频率点上进行‘监听’即捕获同步头，当检测到某个频点上存在同步头，则说明发送端是采用此频率进行通信的，接收端就可以进行后续的工作从而达到信息传输的目的。然而由于短波通信是依赖于电离层，因此短波通信具有很强的随机性，可能会出现频率集中没有可通频率导致无法通信的情况。

Chirp探测最初使用于雷达系统中专门用来测量目标的距离，它是计算扫频信号与扫频反射信号的相关性以及电磁波的传播速度来计算距离的远近，需要具有高精度的定时系统。同时Chirp信号具有衡包络的特点大大降低了对功率放大器的要求。

传统的基于波形探测的方式存在一定的局限性，即在短波频段内，每次只选择一部分频点进行信道质量分析，其探测结果与选择探测的频点有很大关系，更多的着重于信道变化的估计或检测信道的状态(被占用还是空闲)，并没有过多的获知信道的特性，例如多径情况下路径的个数、每条路径之间的时延、接收信号功率中信号功率与噪声功率的比例以及信噪比等这些参数，而这些参数是选取通信频点的重要指标。例如获得信噪比参数，估计出的信噪比为0dB，一种情况路径为1条，另一种情况路径为2条，那么为了得到最佳通信效果应该优先选取1条路径对应的频率作为通信频率。

有鉴于此，本发明人提供一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法，以解决上述技术问题。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提出一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法，该探测选频方法能够对一个频段进行探测，且无需收发双方严格定时，由Chirp探测发射机在正式向Chirp探测接收机发送信息前采用不同频率对信道进行探测选频，进而得到最优通信频率。

为了实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：

一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法，包括Chirp探测发射机和Chirp探测接收机，所述Chirp探测发射机在正式向Chirp探测接收机发送信息前，先采用不同的通信频率对两者之间的信道进行Chirp探测，用于获得所述信道的相关参数，进而基于所述信道的相关参数选出最优通信频率。

进一步地，所述Chirp探测包括以下步骤：

S1、所述Chirp探测发射机发送射频Chirp探测信号，所述射频Chirp探测信号经过电离层反射后到达Chirp探测接收机，所述Chirp探测接收机对射频探测Chirp信号进行下变频得到Chirp基带信号；

S2、根据S1中Chirp基带信号的特性，Chirp探测接收机构造同步头(b)，所述同步头(b)与射频Chirp探测信号的同步头(a)完全相同；

S3、采用滑窗同步法对所述Chirp基带信号和同步头(b)进行计算得到同步曲线，通过所述同步曲线确定信道的路径个数，并针对信道的路径个数确定路径时延；

S4、采用谱分离技术提取Chirp基带信号中的有用信号和噪声；

S5、分别计算有用信号功率和噪声功率，通过所述有用信号功率和噪声功率确定信噪比，进而基于所述信噪比选择最优通信频率；

进一步地，所述S3中采用滑窗同步法计算同步曲线的步骤如下：

(1)在滑动窗口移动的过程中，在所述Chirp基带信号上截取第一个窗口的信号，假设所述第一个窗口的信号为s'(t)＝x(t)+n(t)，将s'(t)＝x(t)+n(t)与同步头(b)共轭相乘，得到共轭乘积信号表达式为：

[x(t)+n(t)]s

其中，符号*表示共轭，s(t)为同步头(b)，n(t)为二维高斯噪声，x

(2)对共轭乘积信号进行FFT快速傅里叶变换，并绘制FFT快速傅里叶变换曲线，然后提取所述FFT快速傅里叶变换曲线在0频率处的数值V

(3)随着窗口的滑动截取第二个窗口的信号，然后重复步骤(1)和(2)，并获得FFT快速傅里叶变换曲线在0频率处的数值V

其中，X为大于2的整数，V

(4)将所述数值V

进一步地，所述滑动窗口的长度与发送的射频Chirp探测信号同步序列的长度相同。

进一步地，所述S3中路径个数为同步曲线中峰值的个数。

进一步地，所述S3中确定路径时延的具体过程如下：

若信道只存在一条路径时，则路径无时延；

若信道存在多条路径时，则到达Chirp探测接收机的多个信号之间存在时延，Chirp探测接收机将收到的Chirp基带信号与Chirp探测接收机构造的同步头(b)共轭相乘，进而输出直流信号；

假设第i条路径到达的时延为τ

假设Chirp探测接收机构造的同步头(b)为：

其中，h(t)为时变信道，f

则第i条路径输出的所述直流信号表达为：

其中，第i条路径的所述直流信号x

第i条路径的直流信号x

进一步地，所述S4中有用信号和噪声的具体提取过程如下：

所述Chirp探测接收机将收到的Chirp基带信号与Chirp探测接收机构造的同步头(b)共轭相乘，进而输出直流信号，假设Chirp探测接收机收到的Chirp基带信号为

x(t)＝s'(t)×s*(t)，将对应的Chirp基带信号代入所述直流信号表达式中，得到如下表达式：

所述式(5)中的第一项为有用信号，所述式(5)中的第二项为噪声；

其中，符号*表示共轭，h(t)为时变信道，n(t)为二维高斯噪声，f

进一步地，所述S5中信号功率和噪声功率的计算过程如下：

若信道只存在一条路径时，则所述Chirp探测接收机将收到的Chirp基带信号与Chirp探测接收机构造的同步头(b)共轭相乘，然后对共轭乘积信号进行FFT快速傅里叶变换后得到功率谱，并计算峰值功率，所述峰值功率为输入的Chirp基带信号总功率S，进而对整个功率谱进行求和得到包含噪声的基带信号功率S+N，将包含噪声的基带信号功率S+N与输入的Chirp基带信号功率S相减，进而得到噪声功率N；

若信道存在多条路径时，则分别计算多条路径不同时延信号的功率，并叠加求和得到输入的Chirp基带信号总功率S，然后对整个功率谱进行求和得到包含噪声的基带信号功率S+N，将包含噪声的基带信号功率S+N与输入的Chirp基带信号总功率S相减，进而得到噪声功率N。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1.本发明一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法，该Chirp探测选频方法在正式发送信息前由Chirp探测发送机使用给定的多个频率对信道进行探测，选出最优通信频率，从而能够大幅度提升短波电台的可通率，解决了短波通信可能会出现频率集中没有可通频率，导致无法通信的情况。

2.本发明一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法，包含Chirp探测发送机发送射频Chirp探测信号，该射频Chirp探测信号经电离层反射到达Chirp探测接收机经下变频得到Chirp基带信号，根据Chirp基带信号的特性Chirp探测接收机构造同步头(b)，采用滑动窗法对所述Chirp基带信号与同步头(b)进行计算得到同步曲线，通过获取的同步曲线对信道的路径个数和路径时延进行估计，采用谱分离技术提取Chirp基带信号中的有用信号和噪声，并分别计算信号功率和噪声功率，进一步对信噪比进行估计进而基于估计的所述信噪比选择最优通信频率，该探测选频方法将短波信道的特性与Chirp信号的特点结合，无需收发双方严格定时即可实现短波信道的探测工作，并且是对一个频段而非一个频点进行探测，进一步解决了短波通信初始时刻在探测过程中信道参数估计不准确、估计频率范围窄、响应慢等问题。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，与说明书一起用于解释本发明的原理。

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明Chirp探测选频方法的Chirp探测过程图；

图2为本发明Chirp探测选频方法的Chirp探测波形结构图；

图3为本发明Chirp探测选频方法的Chirp基带信号时域波形图；

图4为本发明Chirp探测选频方法的Chirp基带信号频谱图；

图5为本发明Chirp探测选频方法的Chirp频带信号时域波形图；

图6为本发明Chirp探测选频方法的Chirp频带信号频谱图；

图7为本发明Chirp探测选频方法的滑窗同步方法示意图；

图8为本发明Chirp探测选频方法的以A为起点的共轭乘积FFT曲线图；

图9为本发明Chirp探测选频方法的以B为起点的共轭乘积FFT曲线图；

图10为本发明Chirp探测选频方法的高斯信道下同步曲线图；

图11为本发明Chirp探测选频方法的双径衰落信道下同步曲线图；

图12为本发明Chirp探测选频方法的信号时延图；

图13为本发明Chirp探测选频方法的两条路径对应的频谱图；

图14为本发明Chirp探测选频方法的时频结构示意图；

图15为本发明Chirp探测选频方法的信息为0时的Chirp信号；

图16为本发明Chirp探测选频方法的信息为1时的Chirp信号；

图17为本发明Chirp探测选频方法的Chirp探测波形时频特性图；

图18为本发明Chirp探测选频方法的Chirp探测波形时域波形图；

图19为本发明Chirp探测选频方法的不同信息波形时长高斯信道下的丢包率。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本发明相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与所附权利要求书中所详述的、本发明的一些方面相一致的装置的例子。

请参阅图1～13，本发明实施例提供一种适用于短波通信的Chirp探测选频方法，包括Chirp探测发射机和Chirp探测接收机，Chirp探测发射机在正式向Chirp探测接收机发送信息前，先采用不同频率对两者之间信道进行Chirp探测，用于获得所述信道的相关参数，进而基于信道的相关参数选出最优通信频率。

具体的，Chirp探测主要是利用线性扫频信号来测量短波信道的多径时延，信号能量等参数。Chirp探测主要由Chirp探测发射机和Chirp探测接收机组成，如图1所示，Chirp探测过程为Chirp探测发射机首先按照设定的起始频率、扫频速率发射探测扫频信号，信号经过电离层反射后到达Chirp探测接收机，Chirp探测接收机将接收到的信号进行混频，经过处理后提取反映信道特征的参数。Chirp探测波形的结构如图2所示，其中，TLC/AGC是自动增益控制所必需的前缀序列，第一同步头和第二同步头分别为不同时刻的同步头，其作用是对信道参数的估计，具体包括路径个数、路径时延、信噪比、信号功率等参数，第一同步头和第二同步头前后存在的目的是在为了多径衰落信道下掌握不同阶段的信道变化情况，以便正确解调信息并获得携带的关键性信息，例如发送台地址或接收台地址等信息。

本发明实施例中，Chirp探测包括以下步骤：

S1、Chirp探测发射机发送射频Chirp探测信号，该射频Chirp探测信号经过电离层反射后到达Chirp探测接收机，该Chirp探测接收机对射频Chirp探测信号进行下变频得到Chirp基带信号；

本发明实施例中，一段时间长度为T的Chirp基带信号数学表达式如下：

其中，

另外，在信号处理的过程中使用的是Chirp基带波形，而在实际通信中使用的是Chirp频带波形，Chirp频带波形是由Chirp基带波形进行上变频得到的，图3的Chirp基带信号经上变频(频谱搬移25KHz)得到的时域波形，如图5所示；同时图5对应的频谱图如图6所示。从Chirp频带信号时域波形可以得到Chirp频带波形实质上是频率时刻都在变化的“正弦”波形，和扫频波形是相同的；从Chirp频带信号频谱图可以得到Chirp信号的带宽为30KHz，频谱范围为10KHz～40KHz，如图6所示。

S2、由于波形结构及参数对于收发双发均是已知的，所以根据S1中Chirp基带信号的特性，Chirp探测接收机能够构造与射频Chirp探测信号中同步头(a)完全相同的同步头(b)；

S3、采用滑窗同步法对Chirp基带信号与同步头(b)进行计算得到同步曲线，通过所述同步曲线确定信道的路径个数，并针对信道的路径个数确定路径时延；

本发明实施例中，对信道路径个数的估计是根据同步曲线中峰值的个数，该同步曲线中峰值的个数就是信道的路径个数，路径时延的确定是找到同步曲线中同步头(a)的位置，因此信道参数的估计是Chirp探测接收机必须在接收信号中先找到同步头(a)的所处位置，才能够继续后续的信道参数估计工作。将叠加了噪声的同步头(a)称为同步段(a)，则同步头(a)的寻找实质上就是基于Chirp探测接收机重构的同步头(b)来寻找接收信号中同步段(a)所处位置，寻找同步段(a)的过程称为同步过程，采用滑窗同步法计算得到同步曲线，且滑动窗的长度与发送的射频Chirp探测信号的同步序列等长，如图7所示。

具体的，滑窗同步法计算同步曲线的步骤如下：

(1)在滑动窗口移动的过程中，在所述Chirp基带信号上截取第一个窗口的信号，假设所述第一个窗口的信号为s'(t)＝x(t)+n(t)，将s'(t)＝x(t)+n(t)与同步头(b)共轭相乘，得到共轭乘积信号表达式为：

[x(t)+n(t)]s

其中，符号*表示共轭，s(t)为同步头(b)，n(t)为二维高斯噪声，x

(2)对共轭乘积信号进行FFT快速傅里叶变换，并绘制FFT快速傅里叶变换曲线，然后提取所述FFT快速傅里叶变换曲线在0频率处的数值V

(3)随着窗口的滑动截取第二个窗口的信号，然后重复步骤(1)和(2)，并获得FFT快速傅里叶变换曲线在0频率处的数值V

其中，X为大于等于2的整数，V

(4)将所述数值V

优选的，本发明实施例中，滑窗同步法获得同步头的位置过程如下：

基于同步曲线计算方法来表述同步头位置的获取，在某时刻截取一段Chirp探测接收机接收的Chirp基带信号，并且截取的信号长度与同步序列长度相同，假设截取的信号为s'(t)＝x(t)+n(t)，且信号是真实的同步头，即真实的同步段所处的位置，则x(t)＝s(t)，将其代入式(2)得出：

可见当截取的信号是真实的同步段时，则共轭乘积信号将会等价为叠加了噪声的直流量，因此可以对其进行FFT考察其在0频率处的特性，若是同步头则共轭乘积FFT曲线将在0频率处出现峰值，若不是，则没有峰值。如图8所示，以A点为起点截取的一段信号，并进行步骤(1)、(2)得到的共轭乘积FFT曲线，可知，A点不是真实的同步段；如图9所示，以B点为起点截取的一段信号，并进行步骤(1)、(2)得到的共轭乘积FFT曲线，可知，B点是真实的同步段。

假设同步头为

本发明实施例中，S3中路径个数为同步曲线中峰值的个数，即就是若同步曲线中出现3个峰值，则信道有3条路径。根据获得的路径个数确定路径时延，具体过程如下：

若射频Chirp探测信号从Chirp探测发射机到达Chirp探测接收机仅有一条路径时，则Chirp接收机将收到的Chirp基带信号和Chirp接收机构造的同步头(b)共轭相乘，将输出一个直流信号；

假设接收的Chirp基带信号为

式(4)中

其中，符号*表示共轭，h(t)时变信道、n(t)为二维高斯噪声，f

即当仅有一条传输路径时只能得到一个且仅一个峰值，如图9所示，在0频率处仅存在一个峰值，其它频率处没有峰值。

若射频Chirp探测信号从Chirp探测发射机到达Chirp探测接收机有多条路径时，则到达Chirp探测接收机的多个信号之间存在时延，Chirp探测接收机将收到的Chirp基带信号与Chirp探测接收机构造的同步头(b)共轭相乘，进而输出直流信号；

假设第i条路径到达的时延为τ

第i条路径的所述直流信号x

第i条路径的直流信号x

具体的，本发明实施例中S4中有用信号和噪声的具体提取过程如下：

Chirp探测接收机将收到的Chirp基带信号与Chirp探测接收机构造的同步头(b)共轭相乘，进而输出直流信号，假设Chirp探测接收机收到的Chirp基带信号为

x(t)＝s'(t)×s*(t)，将对应的Chirp基带信号代入直流信号表达式得到如下表达式：

式(6)的第一项为有用信号，式(6)的第二项为噪声；

其中，符号*表示共轭，h(t)时变信道、n(t)为二维高斯噪声，f

本发明实施例中，也可以以式(5)为例，描述有用信号和噪声的特性，式(5)中有用信号为

本发明实施例中，有用信号功率和噪声功率的具体计算过程如下：

根据帕斯瓦尔定理，即Chirp探测接收机收到的Chirp基带信号的总功率可以从时域角度或频域角度计算，从所述频率的角度计算过程如下；

若信道只存在一条路径时，则所述Chirp接收机将收到的Chirp基带信号与Chirp接收机构造的同步头(b)共轭相乘，然后对共轭乘积信号进行FFT快速傅里叶变换后得到功率谱，并计算峰值功率，所述峰值功率为输入的Chirp基带信号总功率S，进而对整个功率谱进行求和得到包含噪声的基带信号功率S+N，将包含噪声的基带信号功率S+N与输入的Chirp基带信号功率S相减，进而得到噪声功率N；

若信道存在多条路径时，则分别计算多条路径不同时延信号的功率，并叠加求和得到输入的Chirp基带信号总功率S，然后对整个功率谱进行求和得到包含噪声的基带信号功率S+N，将包含噪声的基带信号功率S+N与输入的Chirp基带信号功率S相减，进而得到噪声功率N。

将信号功率S和噪声功率N代入公式

基于射频Chirp探测信号的波形，该射频Chirp探测信号的波形能够携带少量关键信息用于传送指令或地址，射频Chirp探测信号的波形携带少量关键信息具体过程如下：

借鉴LTE(Long Term Evolution)中时频单元的概念，即把待传送的信息‘放置’在时频单元上，如图14所示。第一同步头占据整个信号带宽并将其分为N(N＝10)个子带，每个信息占据一个时频单元，不同时刻对应不同的时频单元，任一时刻内仅有一个子带上存在信息。

每一个时频单元上存放的信息均以Chirp波形的形式存放，当信息为0时Chirp波形的频率逐渐升高；当信息为1时Chirp波形的频率逐渐降低。在确定了第一同步头的情况下就能够准确的知道哪个时隙、哪个子带上存放有信息，从而能够有针对性的下变频，即可得到指定的时频单元的Chirp基带波形，而后进行相干解调得到似然比，进而译码，如图15、16所示，分别给出了信息为0时的Chirp信号(频率从0Hz-->3KHz)和信息为1时的Chirp信号(频率从3KHz-->0Hz)。

进一步地，为了更加清楚的理解时频单元结构，本发明实施例给出了一个真实的时频图，如图17所示。射频Chirp探测信号参数如下：

第一同步头：时长30ms，扫频速率1000KHz，频率变化10KHz-->40KHz(带宽30KHz)；

携带信息21bit(其中15bit为有效信息，6bit为CRC校验位)：

21bit信息经(2，1，7)卷积编码得到42bit；

每编码比特时长5ms，扫频速率600KHz，0bit：频率上升，带宽3KHz；

每编码比特时长5ms，扫频速率600KHz，1bit：频率下降，带宽3KHz；

将编码比特对应的Chirp基带信号上变频至相应的子载波上，从而得到信息部分对应的波形，信息段时长42*5＝210ms。

如图17所示，传送的编码信息前6bit为100100，最后2bit为00，它们分别占据不同的子带。

如图18所示，为Chirp探测波形的一小段时域波形，能够以看到Chirp探测波形是一个恒包络信号，因此可以降低对功率放大器的要求。

为了验证该射频Chirp探测信号的波形能够携带少量关键信息用于传送指令或地址，做了丢包率的试验结果，如下所示：

丢包是指发送的一包信息在解调后只要出现错误就抛弃，丢包率是指丢掉的包数与传输的总包数之比。对高斯信道下基于Chirp波形的信息解调后的丢包率做了试验，如图19所示，图中纵坐标是丢包率，恒坐标是信噪比(SNR)，同时给出了每编码比特时长为4ms和5ms不同情况下的丢包率，显然丢包率的大小与携带信息的Chirp波形时长相关，每编码比特时长越长丢包率越低。在实际应用中可以根据指标要求灵活选取每编码比特时长参数。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。

应当理解的是，本发明并不局限于上述已经描述的内容，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本发明的范围仅由所附的权利要求来限制。