基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器

技术领域

本发明涉及电子器件技术领域，特别是涉及一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器。

背景技术

传统的开关电容电路有很多缺陷，其中的第一个缺点是电压范围有限，也就是调节电压的范围和控制输出电压的范围有限；第二个问题是开关硬开通问题，在硬开通过程中，容易产生高dv/dt噪声，尤其不适合高频应用。此外，第三个问题是SCC转换器的效率受到电压增益和电路结构的影响很大，当给定负载范围和需求后，必须拿去和适当的拓扑与电路参数匹配，才能达到较高的效率。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器，不仅能够实现电气隔离，而且能够使电路变成可调压电路，增大了电压增益范围，此外，不会使该直流变换器产生效率降低的问题。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器，包括：正输入端、负输入端、正输出端、负输出端、第一单向导电单元、第二单向导电单元、第三单向导电单元、开关单元、变压器单元、第一储能单元、第二储能单元、第三储能单元和第四储能单元；

所述变压器单元一次侧绕组的第一端与所述正输入端连接；所述变压器单元一次侧绕组的第二端与所述开关单元的第一端连接；所述开关单元的第二端与所述负输入端连接；

所述第一单向导电单元的输入端、所述第二储能单元的第一端以及所述第三单向导电单元的输出端均与所述第四储能单元的第一端连接；所述第四储能单元的第二端分别与所述变压器单元二次侧绕组的第一端以及所述负输出端连接；所述变压器单元二次侧绕组的第二端分别与所述第三单向导电单元的输入端以及所述第一储能单元的第一端连接；所述第一储能单元的第二端分别与所述第三储能单元的第一端以及所述第一单向导电单元的第一输出端连接；所述第三储能单元的第二端与所述第二单向导电单元的第一输出端连接；所述第一单向导电单元的第二输出端分别与所述第二单向导电单元的输入端以及所述第二储能单元的第二端连接；所述第二单向导电单元的第二输出端与所述正输出端连接。

可选的，所述开关单元为开关管。

可选的，所述第一单向导电单元包括：第一二极管和第二二极管；

所述第一二极管的输入端分别与所述第四储能单元的第一端、所述第二储能单元的第一端以及所述第三单向导电单元的输出端连接；

所述第一二极管的输出端分别与所述第二二极管的输入端以及所述第一单向导电单元的第一输出端连接；

所述第二二极管的输出端与所述第一单向导电单元的第二输出端连接。

可选的，所述第二单向导电单元包括：第三二极管和第四二极管；

所述第三二极管的输入端分别与所述第一单向导电单元的第二输出端以及所述第二储能单元的第二端连接；

所述第三二极管的输出端与所述第二单向导电单元的第一输出端连接；

所述第四二极管的输入端与所述第二单向导电单元的第一输出端连接；

所述第四二极管的输出端与所述第二单向导电单元的第二输出端连接。

可选的，所述第三单向导电单元包括：第五二极管；

所述第五二极管的输出端分别与所述第四储能单元的第一端、所述第二储能单元的第一端以及所述第一单向导电单元的输入端连接；

所述第五二极管的输入端分别与所述第一储能单元的第一端以及所述变压器单元二次侧绕组的第二端连接。

可选的，所述第一储能单元、所述第二储能单元、所述第三储能单元以及所述第四储能单元均包括：电容。

可选的，还包括：滤波单元；

所述滤波单元的一端与所述正输出端连接；所述滤波单元的另一端与所述负输出端连接。

可选的，所述滤波单元包括：电容和电阻；

所述电容和所述电阻并联。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明所提供的一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器，本发明提供的直流变压器包括第一单向导电单元、第二单向导电单元、第三单向导电单元、开关单元、第一储能单元、第二储能单元、第三储能单元和第四储能单元这几个部件。其中，将开关管替换为隔离型变压器的二次侧，另外构造一个原边电路，不仅可以实现原副边的电气隔离，而且而且利用开关电容的电压泵生作用和变压器原副边的匝数比，使电路变成了可调压电路，增大了电压增益范围，此外，本发明所设计的上述直流变换器的这一具体电路结构，也不会使直流变换器产生效率降低的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明所提供的一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器；

图2为本发明一实施例提供的用变压器二次侧替换开关管时的直流变换器在[0，DTs]时间区间内的等效电路示意图；

图3为本发明一实施例提供的用变压器二次侧替换开关管时的直流变换器在[DTs，Ts]时间区间内的等效电路示意图；

图4为本发明一实施例提供的用变压器二次侧替换开关管时的直流变换器在D＝0.5，n＝1下的输入电压仿真结果图；

图5为本发明一实施例提供的用变压器二次侧替换开关管时的直流变换器在在D＝0.5，n＝1下的输出电压仿真结果图；

图6为本发明一实施例提供的用变压器二次侧替换开关管时的直流变换器在不同占空比下电压增益仿真结果图；

图7为本发明一实施例提供的用变压器二次侧替换另一开关管时的直流变换器的结构示意图；

图8为传统的Dickson电路结构图；

图9为传统3X斐波那契电路结构图；

图10为传统3X串并联电路结构图；

图11为传统4X倍压器电路结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器，不仅能够实现电气隔离，而且能够使电路变成可调压电路，增大了电压增益范围，此外，不会使该直流变换器产生效率降低的问题。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明所提供的一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器，如图1所示，本发明所提供的一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器，包括：正输入端1、负输入端2、正输出端3、负输出端4、第一单向导电单元5、第二单向导电单元6、第三单向导电单元7、开关单元13、变压器单元12、第一储能单元8、第二储能单元9、第三储能单元10和第四储能单元11。所述开关单元13为开关管S0。

所述变压器单元12一次侧绕组的第一端与所述正输入端1连接；所述变压器单元12一次侧绕组的第二端与所述开关单元13的第一端连接；所述开关单元13的第二端与所述负输入端2连接。

所述第一单向导电单元5的输入端、所述第二储能单元9的第一端以及所述第三单向导电单元7的输出端均与所述第四储能单元11的第一端连接；所述第四储能单元11的第二端分别与所述变压器单元12二次侧绕组的第一端以及所述负输出端4连接；所述变压器单元12二次侧绕组的第二端分别与所述第三单向导电单元7的输入端以及所述第一储能单元8的第一端连接；所述第一储能单元8的第二端分别与所述第三储能单元10的第一端以及所述第一单向导电单元5的第一输出端连接；所述第三储能单元10的第二端与所述第二单向导电单元6的第一输出端连接；所述第一单向导电单元5的第二输出端分别与所述第二单向导电单元6的输入端以及所述第二储能单元9的第二端连接；所述第二单向导电单元6的第二输出端与所述正输出端3连接。

在本发明所提供的所述第一单向导电单元5包括：第一二极管D1和第二二极管D2；

所述第一二极管D1的输入端分别与所述第四储能单元11的第一端、所述第二储能单元9的第一端以及所述第三单向导电单元7的输出端连接；

所述第一二极管D1的输出端分别与所述第二二极管D2的输入端以及所述第一单向导电单元5的第一输出端连接；

所述第二二极管D2的输出端与所述第一单向导电单元5的第二输出端连接。

所述第二单向导电单元6包括：第三二极管D3和第四二极管D4；

所述第三二极管D3的输入端分别与所述第一单向导电单元5的第二输出端以及所述第二储能单元9的第二端连接；

所述第三二极管D3的输出端与所述第二单向导电单元6的第一输出端连接；

所述第四二极管D4的输入端与所述第二单向导电单元6的第一输出端连接；

所述第四二极管D4的输出端与所述第二单向导电单元6的第二输出端连接。

所述第三单向导电单元7包括：第五二极管D5；

所述第五二极管D5的输出端分别与所述第四储能单元11的第一端、所述第二储能单元9的第一端以及所述第一单向导电单元5的输入端连接；

所述第五二极管D5的输入端分别与所述第一储能单元8的第一端以及所述变压器单元12二次侧绕组的第二端连接。

所述第一储能单元8、所述第二储能单元9、所述第三储能单元10以及所述第四储能单元11均包括：电容。

为了进一步提高电压输出的精确度，本发明所提供的一种基于开关电容和隔离变压器的混合型高增益直流变换器，还包括：滤波单元14；

所述滤波单元14的一端与所述正输出端3连接；所述滤波单元14的另一端与所述负输出端4连接。

所述滤波单元14包括：电容和电阻；

所述电容和所述电阻并联。

在传统的直流变换器中，电路中包括两个开关管，而本发明提供的直流变换器，是将传统的直流变换器的开关管中的任意一个替换为变压器的二次侧。

作为本发明的一个实施例，本发明所提供的直流变换器是用变压器的二次侧替换传统的直流变换器的任意一个开关管，构造原边电路如图1所示。

图1为本发明一实施例提供的用变压器的二次侧替换一个开关管S0并构造原边电路时的直流变换器的结构示意图，如图1所示。

开关管S0、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5可以为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。

在进行电路布置时，还需要根据金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管的工作特性选择能够保证电流单向流动的布置方式。

本发明该实施例中的直流变换器包括两个状态，不同时间区间内的等效电路图如图2、图3所示，其中，D为开关管S0的占空比，Ts为周期，n为变压器二次侧与一次侧的匝数比。其具体工作原理如下：

在[0，DTs]时间区间内，控制开关管S0开通，如图2所示，第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5导通，第一二极管D1、第三二极管D3关断，变压器二次侧给第四储能单元11中的电容C4充电，第一储能单元8中的电容C1给第二储能单元9中的电容C2充电，变压器二次侧经第一储能单元8中的电容C1、第三储能单元10中的电容C3给负载充电。在理想情况及CCM情形下，电感两端的电压有：V

在[DTs，Ts]时间区间内，控制开关管S0关断，如图3所示，第一二极管D1、第三二极管D3导通，第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5关断，第四储能单元11中的电容C4给第一储能单元8中的电容C1充电，第二储能单元9中的电容C2给第三储能单元10中的电容C3充电，在理想情况及CCM情形下，由KVL方程可知：V

图4为本发明一实施例提供的用变压器的二次侧替换一个开关管并构造原边电路时的直流变换在D＝0.5，n＝1时的输入电压仿真结果图，图5为本发明一实施例提供的用变压器的二次侧替换一个开关管，并构造原边电路时的直流变换器在在D＝0.5，n＝1时的输出电压仿真结果图，如图4和图5所示，设定输入电压V

图6为本发明一实施例提供的用变压器的二次侧替换一个开关管并构造原边电路时的直流变换器在不同占空比下电压增益仿真结果图，由图6可以看出仿真结果与理论计算之间的误差很小，几乎匹配。

对用变压器的二次侧替换一个开关管并构造原边电路时的直流变换器的电路进行分析，经分析知，在理想情况及CCM情形下，当开关管S0开通时，在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

V

V

当开关管S0关断时，在[DTs，Ts]内由KVL可得：

V

nV

又由电感伏秒平衡有：

DV

由以上公式进一步可得：

作为本发明的另一实施例，可以用变压器二次侧替换另一个开关管，并构造原边电路，该实施例中直流交换器的具体结构如图7所示。

所述变压器单元12一次侧绕组的一端与正输入端1连接；所述变压器单元12一次侧绕组的另一端与开关单元13连接；开关单元13的另一端与负输入端2连接；所述第三单向导电单元7的一端以及所述负输出端4均与所述第四储能单元11的一端连接；所述变压器单元12二次侧绕组与第四储能单元11的另一端连接；所述变压器单元12二次侧绕组的另一端与第三单向导电单元7的另一端连接。

D为开关管S0的占空比，Ts为周期，其具体工作原理如下：

在[0，DTs]时间区间内，控制开关管S0开通，如图9所示，第一二极管D1、第三二极管D3、第五二极管D5导通，第二二极管D2、第四二极管D4关断，变压器二次侧给第一储能单元8中的电容C1和第四储能单元11中的电容C4充电，第二储能单元9中的电容C2给第三储能单元10中的电容C3充电，在理想情况及CCM情形下，电感两端的电压有V

在[DTs，Ts]时间区间内，控制开关管S0关断，第二二极管D2、第四二极管D4导通，第一二极管D1、第三二极管D3、第五二极管D5关断，第一储能单元8中的电容C1给第二储能单元9中的电容C2充电，第四储能单元11中的电容C4经第一储能单元8中的电容C1、第三储能单元10中的电容C3给负载充电，在理想情况及CCM情形下，由KVL方程可知：V

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当S0开通时，在[0，DTs]内有：

V

V

V

当S0关断时，在[DTs，Ts]内有：

V

nV

又由滤波电感伏秒平衡有：DV

由上组公式进一步可得：

本发明提供的直流变换器，将开关管替换为变压器的二次侧，一方面可以实现电气隔离，另一方面变压器原副边的匝数比带来了电压增益进一步提升，改变了传统开关电容Ladder电路电压范围有限、不能调压的缺陷，使电路成为可调压电路，增大了电压增益的范围，大大提高了电路性能。

下面以传统的直流交换器为例，对本发明所提供技术方案的进一步进行扩充以及对所达到的技术效果进行进一步说明。

1、采用变压器二次侧对传统的Dickson电路中的开关管进行替换，并构造原边电路。传统的Dickson电路结构如图8所示。

说明：在以下电路中，电容C1两端的电压为V

1)、对采用变压器二次侧代替开关管S1时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当开关管S1开通时，在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

V

当开关管S1关断时，在[DTs，Ts]内由KVL可得：

V

V

又由电感伏秒平衡有：

DV

由式(1-1)至式(1-6)进一步可得：

2)、对采用变压器二次侧代替开关管S2时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当开关管S2开通时，在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

V

nV

当开关管S2关断时，在[DTs，Ts]内由KVL可得：

V

V

又由电感伏秒平衡有：

DV

由上组公式进一步可得：

2、采用变压器二次侧对3X斐波那契电路中的开关管进行替换。传统的3X斐波那契电路如图9所示。

说明：在以下电路中，电容C1两端的电压为V

1)、对采用变压器二次侧代替开关管S1时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当开关管S1、S3开通，S4关断时，在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

V

当开关管S2、S3关断，S4导通时，在[DTs，Ts]内由KVL可得：

V

又由电感伏秒平衡有：

DV

由上组公式进一步可得：

2)对采用变压器二次侧代替开关管S2时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当开关管S2、S4开通，S3关断时，在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

V

当开关管S2、S4关断，S3导通时，在[DTs，Ts]内由KVL可得：

nV

nV

又由电感伏秒平衡有：

DV

由上组公式进一步可得：

3)对采用变压器二次侧代替开关管S3时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当开关管S3开通时，在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

V

当开关管S3关断时，在[DTs，Ts]内由KVL可得：

V

V

又由电感伏秒平衡有：

DV

由上组公式进一步可得：

4)对采用变压器二次侧代替开关管S4时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当开关管S4开通时，在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

V

当开关管S4关断时，在[DTs，Ts]内由KVL可得：

V

nV

又由电感伏秒平衡有：

DV

由上组公式进一步可得：

3、采用变压器二次侧对3X串开联电路中的开关管进行替。传统的3X串并联电路如图10所示。

说明：在以下电路中，电容C1两端的电压为V

对采用变压器二次侧代替开关管S1时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当S0、S4开通，S3关断时，即在[0，DTs]内由KVL可得：

V

V

当S0、S4关断，S3开通时，即在[DTs，Ts]期间有：

V

又根据电感两端的电压伏秒平衡有：

DV

由式(3-1)至式(3-4)可得CCM情况下的电压增益：

4、采用变压器二次侧对4X倍压电路中的开关管进行替换。传统的4X倍压电路如图11所示。

说明：在以下电路中，电容C1两端的电压为V

1)对采用变压器二次侧代替开关管S1时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当S0、S4开通，S3关断时，即在[0，DTs]期间有：

V

V

V

当S0、S4关断，S3开通时，即在[DTs，Ts]期间有：

V

nV

又根据电感两端的电压伏秒平衡有：

DV

由上组公式可得CCM情况下的电压增益：

2)对采用变压器二次侧代替开关管S2时的电路进行分析：

经分析知，在理想情况及CCM情形下，当S0、S3开通，S4关断时，即在[0，DTs]期间有：

V

V

V

V

当S0、S4关断，S3开通时，即在[DTs，Ts]期间有：

V

nV

又根据电感两端的电压伏秒平衡有：

DV

由上组公式可得CCM情况下的电压增益：

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。