基于改进分布式耦合变压的可调谐波相位线性功率放大器

技术领域

本发明属于射频功率放大器技术领域，尤其涉及一种基于改进分布式耦合变压的可调谐波相位线性功率放大器。

背景技术

功率放大器(Power Amplifier，PA)是无线通信链路中的关键单元之一，其作用是将携带有用信息的调制信号放大至一定的功率并通过天线辐射出去，发射机的输出能力、线性度和效率在很大程度上都是由功率放大器所决定。随着射频通信技术的发展，复杂的频谱调制方式带来了更高的峰均功率比。在这些系统中，PA往往会消耗总功率的很大一部分。提高PA的效率和减小芯片尺寸对整体系统性能至关重要。F类和逆F类PA是理论上可以实现100％效率的两种拓扑。这两种拓扑都可以通过在输出匹配网络中使用不同的谐波控制电路来实现。

近年来，硅基晶体管的快速发展使得完全集成的SiGe BiCMOS收发器雷达模块得以进一步开发。它们具有低成本、高集成度和高转换频率的优点，使其成为高成本III-V族元件的替代品。然而，硅基功率放大器因为击穿电压低，所以很难高效率驱动射频信号。为了实现瓦特级的输出功率，目前科研工作者已经探索出几种技术。首先，基于二次/三次谐波匹配网络的逆F类谐波调谐PA。它们可以实现亚瓦级的高效率输出功率。然而，需要多谐波谐振滤波器，以确保低紧凑性。但线性度较差。然后是威尔金森功率合成器，输出功率被合成，但是其效率低，导致散热高。X波段的威尔金森功率合成器集成度很低，这意味着硅面积很大。最后，J类PA采用带通滤波器来降低对晶体管输入电容的灵敏度。这种拓扑显示出良好的AM-PM线性度，但不能实现高射频输出功率和高效率。

发明内容

为了解决现有技术存在的不足，本发明提供了一种基于改进分布式耦合变压的可调谐波相位线性功率放大器，设计改进的分布式耦合线变压器及配置在并行共射共基结构电路中的输出匹配电路、偏置电路，通过调节高次谐波相位来优化PA线性度，并且能够实现电、磁耦合参数的提取，来满足一些对线性度和匹配度较为严格的应用场景，此外，此功率放大器工作在逆F类状态，工作电流和工作电压波峰错开，有效提升效率。

本发明提供了一种基于改进分布式耦合变压的可调谐波相位线性功率放大器，其包括：输入变压器、并行共射共基结构电路及输出变压器。

输入信号通过输入变压器分成两路信号，第一路信号通过并行共射共基结构电路中的晶体管Q1及晶体管Q3放大，第二路信号通过并行共射共基结构电路中的晶体管Q2及晶体管Q4放大，晶体管Q3集电极及晶体管Q4集电极间连接有可以独立控制二次谐波相位和三次谐波相位的输出匹配电路，所述输出匹配电路令晶体管Q3及晶体管Q4以最大功率输出信号后，输出信号经过输出变压器合成，得到最终放大输出信号。

所述并行共射共基结构电路中的晶体管Q1和Q2的共射级配置有使用两个镜像级的偏置电路来提供直流偏置。

所述输出变压器为改进的分布式耦合线变压器；所述改进的分布式耦合线变压器由两组并联的耦合线组成，在获取绕组之间的磁耦合的同时，也能够提取电耦合参数。

作为本发明实施的一个方面，所述偏置电路的偏置电流通过Rbias电阻进行调节。

作为本发明实施的一个方面，所述偏置电路的第一个镜像级为由MOS管M0和M1组成的PMOS镜像。

作为本发明实施的一个方面，所述偏置电路的第二个镜像级为由电流比等于1的HBT晶体管Q5和MOS管M1组成，Q5连接基极和集电极，构成二极管连接方式，一方面稳定偏置电流；另一方面，Q5对M1的漏源电流进行分流。

作为本发明实施的一个方面，所述输出匹配电路的输入侧为连接在晶体管Q3集电极与晶体管Q4集电极间的两个串联的电容C1和电容C1'，所述电容C1和电容C1'的电容值相等，在电容C1和电容C1'中点并联有接地电感L1，通过调整电容C1和电感L1的值，所述输出匹配电路能够独立控制二次谐波相位和三次谐波相位。

作为本发明实施的一个方面，所述输入变压器配置有接地电容Cm1、输出变压器配置有接地电容Cm2以平衡变压器的不对称性。

作为本发明实施的一个方面，所述并行共射共基结构电路中的Q1和Q2共发射极晶体管由两个并联的异质结双极晶体管制成；Q3和Q4由多个共基极HBT并联而成，使其等效的基极电阻降低。

作为本发明实施的一个方面，所述晶体管Q3基极通过电阻R2连接电源Vb，晶体管Q3基极与电阻R2之间并联接地电容C2；所述晶体管Q4基极通过电阻R2'连接电源Vb'，晶体管Q4基极与电阻R2'之间并联接地电容C2'，所述电容C2与电容C2’的值相等。

作为本发明实施的一个方面，所述电容C2与电容C2’的值为1pf。

作为本发明实施的一个方面，所述电容C2与电容C2’具有双重作用，包括降低压缩点的基极电流及绕过撞击电离产生的过多空穴。

本发明的有益效果为：

1、本发明改进的分布式耦合线变压器由两组并联的耦合线组成，该模型不仅可以获取绕组之间的磁耦合，也能提取电耦合参数，可实现更精准的电路匹配，减少元件参数调整时间，提高设计效率或应用于宽带电路。

2、本发明并行共射共基结构电路中设置可以独立控制二次谐波相位和三次谐波相位的输出匹配电路，可结合实际并根据指标要求进行调整电容电感值，调节高阶谐波的相位，降低AMAM/AMPM，从而提高电路的线性度。

附图说明

图1是本发明一种基于改进分布式耦合变压的可调谐波相位线性功率放大器的共射共基拓扑图；

图2是本发明的一个实施例的输出匹配电路的改进前后对比图；

图3是本发明的一个实施例的改进前后阻抗圆图；

图4是本发明的一个实施例的谐波相位对AMAM的影响图；

图5是本发明的一个实施例的谐波相位对AMPM的影响图；

图6是本发明的一个实施例的改进的分布式耦合线变压器示意图；

图7是本发明的一个实施例的总体电路图；

图8是本发明的一个实施例的偏置电路图；

图9是本发明的一个实施例的电压电流的瞬态图。

图中：

11-输入变压器；12-并行共射共基结构电路；13-输出变压器。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更为清楚，下面结合附图和实施例作进一步说明。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。

本发明提出了一种基于改进分布式耦合变压的可调谐波相位线性功率放大器，其是一种线性高效逆F类功率放大器，是以高效率驱动高输出功率，同时保持线性行为。功率放大器PA基于附图1所示的并行共射共基拓扑，所提出的PA在SiGe基中提供了最高的效率、高输出功率和线性行为。

如附图7所示，本发明提供的基于改进分布式耦合变压的可调谐波相位线性功率放大器，包括：输入变压器11、并行共射共基结构电路12及输出变压器13。

输入信号通过输入变压器11分成两路信号，第一路信号通过并行共射共基结构电路12中的晶体管Q1及晶体管Q3放大，第二路信号通过并行共射共基结构电路12中的晶体管Q2及晶体管Q4放大，晶体管Q3集电极及晶体管Q4集电极间连接有可以独立控制二次谐波相位和三次谐波相位的输出匹配电路，所述输出匹配电路令晶体管Q3及晶体管Q4以最大功率输出信号后，输出信号经过输出变压器13合成，得到最终放大输出信号。输出变压器13为改进的分布式耦合线变压器；除匹配网络外，并行共射共基结构电路12上下完全对称相同，R1＝R1'、R2＝R2'、C1＝C1'、C2＝C2'、Cn＝Cn'、Vb＝Vb'。

为了实现线性差分PA，需要独立地控制二次谐波的相位和三次谐波的相位。本发明提出一种输出匹配电路，它可以独立地控制二次谐波的相位和三次谐波的相位。如图2所示，(a)示出了传统的差分PA输出匹配电路。当输出匹配电路被优化用于逆F类PA时，负载阻抗相对于差分对中的一个晶体管在二次和三次谐波频率处的位置(b)所示。如图3所示，二次谐波(实线)处于开路状态，三次谐波(虚线)处于短路状态。输入侧的C1被2C1(2倍的C1)和2C1'(2倍的C1'，C1＝C1')串联连接取代，中点由L1接地。通过调整C1和L1的值，二次谐波阻抗ZL2的相位可以移动到第一象限。中点实际上在三次谐波频率接地，因此输出匹配电路与图2(a)相同。因此，三次谐波阻抗ZL3大致不变。通过添加如此少量的元素，ZL2可以轻松调整，可结合实际并根据指标要求进行调整电容电感值，调节高阶谐波的相位，降低AMAM/AMPM，从而提高电路的线性度。

如图4和图5所示，AM-AM失真表征基波幅度的非线性，产生AM-AM失真的主要原因是大信号状态下谐波分量对基波的影响；AM-PM失真表征了基波相位的非线性，AM-PM失真来源于晶体管寄生电容。逆F类PA的线性度受二次谐波负载阻抗ZL2的相位影响。适当地控制二次谐波的相位来抑制AMAM/AMPM，从而提高线性度。因此，C1和L1需要根据要求选取确定合适的相位移动。

变压器通常在其集总元件模型中被建模为磁耦合电感器，该模型仅获取绕组之间的磁耦合，而不提取电耦合。集总模型是在远小于自谐振频率下使用的，不足以获取与频率相关的各种寄生，需要引入更多参数进行模型完善，这不利于输出网络在宽带毫米波频段的设计。相比改进前的分布式巴伦变压器，本发明输出端采用的改进后的分布式变压器不需要引入极长的两段四分之一波长传输线，大大减小整体的面积。

如图6所示，本发明改进的分布式耦合线变压器由两组并联的耦合线组成，该模型不仅可以获取绕组之间的磁耦合，也能提取电耦合参数，可实现更精准的电路匹配，减少元件参数调整时间，提高设计效率或应用于宽带电路。耦合线的特性用电长度和奇/偶模特性阻抗来表示，特性阻抗决定了耦合线的耦合因子。Z0e和Z0o分别为偶模和奇模特性阻抗，Cdev为输入等效电容，θ为相位角。

本发明的电路实施方案如图7所示，两个变压器分别给公共发射极(CE)和公共基极(CB)级匹配到最佳输入阻抗和输出阻抗。Cm1和Cm2电容可以平衡变压器的不对称性。因此，提高了PA的共模抑制率。Q1和Q2共发射极晶体管由两个并联的异质结双极晶体管(Heterojunction Bipolar Transistor，HBT)制成。共射级采用AB类偏置，可提供较大的集电极电流。偏置电路使用了两个镜像级来提供直流偏置。两个MIM电容Cn用于稳定PA。事实上，较大的基极-集电极电容Cbc会降低PA隔离，并可能导致潜在的不稳定性。Cn电容允许通过引入并联180°相移电容来最小化Cbc。因此，增加了隔离、增益和稳定性。

此外，C2电容具有双重作用。首先，高品质因数MIM电容可以降低压缩点的基极电流。因此，集电极-基极电压摆幅也可以延申。但是必须慎重选择C2值，因为过大的电容可能会导致雪崩击穿(Ibase<0)，过小的值会降低功率附加效率，一般可为1pf左右。其次，C2电容还用于绕过撞击电离产生的过多空穴。事实上，在高压摆动下，电子有足够的动能来产生电子-空穴对。空穴流入基极，导致负基极电流。基极阻抗必须最小化，以优化空穴疏散并达到高的电压摆幅。Q3和Q4由多个共基极HBT并联而成，使其等效的基极电阻降低。因此，在压缩点提高了PA的可靠性。

如图8，共射共基结构电路中的晶体管Q1和Q2的共射级配置有使用两个镜像级的偏置电路来提供直流偏置；偏置电路的第一个镜像级是由MOS管M0和MOS管M1组成的PMOS镜像(电流镜)，偏置电路的第二个镜像级为由电流比等于1的Q5 HBT晶体管和MOS管M1组成，Q5连接基极和集电极，构成二极管连接方式，一方面是稳定偏置电流。另一方面，Q5对M1的漏源电流进行分流，偏置电流可通过R3电阻进行调节，也可保护电路。Cg电容用于过滤射频泄漏。

关于变压器，通过将边界条件应用于中心抽头和内部连接端子，我们可以导出“四端口”耦合线变压器模型的Y矩阵。端口1是连接到单端负载的不平衡端口，有一个负载电容CL和负载电阻RL，而端口2和3是连接到PA器件输出的平衡端口，有两个等效电容Cdev。利用Y矩阵参数求得耦合线变压器的等效输入阻抗，该阻抗是关于耦合线电长度和特性阻抗的表达式，令该阻抗和负载牵引得到的阻抗实对实，虚对虚相等，从而获得耦合线的参数，实现更精准的匹配。在PA最佳负载的品质因数和匹配质量之间存在基本的折衷。随着品质因Qload的增加(Ropt或Cdev的增加)，匹配的质量降低，因此，在带宽满足要求时，可以略微提高Qload提高选频特性。由于负载端的品质因数Qload与最佳阻抗和输出等效电容Cdev成正相关。增加额外的电容Cdev，适应高Q网络，进而提高效率。输入信号经过变压器分成两个差分信号，晶体管Q1～4经过源/负载牵引得到最佳阻抗值，分别对信号进行放大。再经过匹配网络，匹配网络由集总元件组成，其可将晶体管输出阻抗匹配到最佳阻抗值。最后经过分布式变压器进行合成输出。

图9为电压电流的瞬态图(左边为电压，右边为电流)，电压和电流峰值错开，效率提升。

综上，本发明旨在提供一种能通过调节高次谐波相位来优化PA线性度的技术，且兼具电磁耦合参数提取的射频功率放大器，来满足一些对线性度和匹配度较为严格的应用场景。此外，此功率放大器工作在逆F类状态，工作电流和工作电压波峰错开，提升效率。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

以上对本发明及其实施方式进行了描述，这种描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。总而言之如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。