半桥LLC谐振电路的控制方法、控制器、开关电源及装置

技术领域

本发明涉及电源技术领域，特别是涉及一种半桥LLC谐振电路的控制方法、控制器、开关电源及装置。

背景技术

在开关电源应用中，半桥LLC谐振电路由于其优良的软开关、EMI、高效率以及高功率密度等特性，被广泛应用于消费类电子、工业、通信等领域。但是，对于半桥LLC谐振电路，开关频率随着负载的降低而升高，当负载降低到一定程度后，开关频率明显上升，开关损耗显著增加，导致半桥LLC谐振电路在轻载的时候效率变低。

发明内容

本发明主要解决的技术问题是提供一种半桥LLC谐振电路的控制方法、控制器、开关电源及装置，解决半桥LLC谐振电路在轻载的状态下，开关损耗难降低，效率提升有限的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是提供一种半桥LLC谐振电路的控制方法，半桥LLC谐振电路包括上开关管、下开关管、谐振电感、激磁电感和谐振电容，包括：对输出功率进行检测判断；当输出功率小于预设的第一功率阈值P1且大于预设的第二功率阈值P2时，进入第一跳周期工作模式，其中，第一跳周期工作模式包括第一周期，第一周期包括第一时长和第二时长，在第一时长，上开关管和下开关管交替导通，在第二时长，上开关管和下开关管同时关断，且第二时长通过自动调节半桥中点的振荡周期个数确定；当输出功率小于第二功率阈值P2且大于预设的第三功率阈值P3时，进入第二跳周期工作模式，其中，第二跳周期工作模式包括第二周期，第二周期根据预设的输出功率-第二周期频率曲线确定，且P1>P2>P3。

优选的，对输出功率进行检测判断的方法包括：

通过光耦电流采样电路获得光耦电流，其中，光耦电流采样电路与半桥LLC谐振电路的输出端电连接；通过光耦电流判断输出功率的大小，其中，光耦电流与输出功率成线性关系。

优选的，第一时长根据预设的输出功率-开关频率曲线或者输出功率-谐振电容电压变化量曲线确定，且在第一时长上管、下管开通、关断的次数预先设置。

优选的，第二时长通过自动调节半桥中点的振荡周期个数确定的方法具体包括：获取初始第二时长，其中，初始第二时长包括的振荡周期个数的初始值预设；获取用于表征输出功率的光耦电流；根据光耦电流增加或者减少振荡周期个数。

优选的，根据光耦电流增加或者减少振荡周期个数的步骤具体包括：当光耦电流大于预设的第一电流阈值时，振荡周期个数增加i个以使第二时长增加；当光耦电流小于预设的第二电流阈值时，振荡周期个数减小j个以使第二时长减小；其中，i、j为正整数，第一电流阈值大于第二电流阈值。

优选的，在振荡周期个数的初始值改变后，半桥LLC谐振电路经过一个动态时间后处于稳定工作状态，其后振荡周期个数可再次增加或减少。

优选的，第二周期包括第三时长和第四时长，第三时长根据预设的输出功率-开关频率曲线或者输出功率-谐振电容电压变化量曲线确定，且在第三时长上管、下管开通、关断的次数预先设置。

优选的，第一功率阈值P1为额定负载功率的15％-40％，第二功率阈值P2为额定负载功率的10％-25％，第三功率阈值P3为额定负载功率的5％-20％。

优选的，在第一跳周期工作模式中，上开关管和下开关管构成的开关组件的开关频率至少在一个功率点存在频率跳变，并且在存在频率跳变的相邻的两个输出功率之间，开关频率随着输出功率降低而线性增大。

优选的，在第二跳周期工作模式中，上开关管和下开关管构成的开关组件的开关频率随着输出功率下降而线性增加。

优选的，在第三功率阈值P3对应的跳周期频率为大于或等于20kHz。本发明的另一实施例提供了一种半桥LLC谐振电路的控制器，包括：

检测判断模块，其用于对输出功率进行检测判断；以及第一跳周期控制模块，其用于当输出功率小于预设的第一功率阈值P1且大于预设的第二功率阈值P2时，进入第一跳周期工作模式，其中，第一跳周期工作模式包括第一周期，第一周期包括第一时长和第二时长，在第一时长，上开关管和下开关管交替导通，在第二时长，上开关管和下开关管同时关断，且第二时长通过自动调节半桥中点的振荡周期个数确定；第二跳周期控制模块，其用于当输出功率小于第二功率阈值P2且大于预设的第三功率阈值P3时，进入第二跳周期工作模式，其中，第二跳周期工作模式包括第二周期，第二周期根据预设的输出功率-第二周期频率曲线确定，且P1>P2>P3。

优选的，第一跳周期控制模块还包括第二时长预设单元、光耦电流获取单元和振荡周期调整单元，其中，第二时长预设单元用于获取初始第二时长，其中，初始第二时长包括的振荡周期个数的初始值预设；光耦电流获取单元用于获取用于表征输出功率的光耦电流；振荡周期调整单元用于根据光耦电流增加或者减少振荡周期个数。

优选的，振荡周期调整单元还包括第一振荡周期调节单元和第二振荡周期调节单元，第一振荡周期调节单元用于当光耦电流大于预设的第一电流阈值时，振荡周期个数增加i个以使第二时长增加；第二振荡周期调节单元用于当光耦电流小于预设的第二电流阈值时，振荡周期个数减小j个以使第二时长减小；其中，i、j为正整数，第一电流阈值大于第二电流阈值。

本发明的另一实施例提供了一种开关电源，包括半桥LLC谐振电路，还包括前述的半桥LLC谐振电路的控制器，控制器与半桥LLC谐振电路电连接。

本发明的另一实施例提供了一种电子装置，包括前述的半桥LLC谐振电路的控制器或者前述的开关电源。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种半桥LLC谐振电路的控制方法、控制器、开关电源及装置，该控制方法包括：对输出功率进行检测判断；当输出功率小于预设的第一功率阈值P1且大于预设的第二功率阈值P2时，进入第一跳周期工作模式，当输出功率小于第二功率阈值P2且大于预设的第三功率阈值P3时，进入第二跳周期工作模式，且P1>P2>P3。通过两种跳周期工作模式的结合，使半桥LLC谐振电路在轻载状态下，随着输出功率的降低，降低等效开关频率，实现效率提升的目的。

附图说明

图1是本发明的开关电源的典型电路图；

图2是根据本发明的一种半桥LLC谐振电路的控制方法一实施例中的方法流程图；

图3是根据本发明的一种半桥LLC谐振电路的控制方法一实施例中的跳周期工作模式的工作流程图；

图4是本发明的半桥LLC谐振电路在连续工作模式下的开关信号波形图；

图5是本发明的半桥LLC谐振电路在不同的工作模式下输出功率与光耦电流的特性曲线图；

图6是本发明的半桥LLC谐振电路在不同的工作模式下输出功率与开关频率的特性曲线图；

图7是本发明的半桥LLC谐振电路在跳周期工作模式下的开关信号波形图；

图8是表示图7所示的半桥LLC谐振电路在跳周期工作模式下的第二时长的半桥中点Z的振荡周期个数调节机制图；

图9是表示图7所示的半桥LLC谐振电路在第一跳周期工作模式下的第一周期的输出功率与第一周期频率的曲线特性图；

图10是表示图7所示的半桥LLC谐振电路在跳周期工作模式下的第四时长的光耦电流与第二周期频率的曲线特性图；

图11是表示图7所述的半桥LLC谐振电路在第二跳周期工作模式下的第二周期的输出功率与第二周期频率的曲线特性图；

图12是本发明的半桥LLC谐振电路在打嗝工作模式下的开关信号波形图；

图13是本发明的半桥LLC谐振电路不同工作模式下的另一实施例的特性曲线图；

图14是本发明的一实施例提供的控制设备的逻辑结构示意图；

图15是本发明的一实施例提供的控制器的逻辑结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本申请说明书、权利要求书和附图中出现的术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或模块的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其他步骤或单元。此外，术语“第一”、“第二”和“第三”等是用于区别不同的对象，而并非用于描述特定的顺序。

为了更好地理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。

如图1所示，开关电源包括半桥LLC谐振电路100，半桥LLC谐振电路100包括上开关管(在本专利中简称“上管”)HG和下开关管(在本专利中简称“下管”)LG，上管HG和下管LG较佳为MOS管。半桥LLC谐振电路100还包括两个电感和一个谐振电容Cr，两个电感分别为谐振电感Lr和激磁电感Lm，谐振电感Lr、激磁电感Lm、谐振电容Cr构成谐振网络，谐振电容Cr起隔直电容的作用，同时平衡变压器磁通，防止饱和。其中，半桥LLC谐振电路形成了两个谐振频率fr1和fr2，其中，谐振频率fr1是谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振频率，谐振频率fr2是谐振电感Lr与谐振电容Cr和激磁电感Lm的谐振频率。

半桥LLC谐振电路100是由高频开关网络组成逆变桥，可以将输入的直流电压逆变为占空比为50％、频率为开关频率fsw的交流方波电压；然后方波电压和半桥中点Z处的谐振电流Ir输入到谐振网络，对偏离谐振频率fr1或谐振频率fr2的谐波分量进行滤波，变压器副边的整流网络由整流二极管或者其他整流元器件组成，谐振输出的基波分量经过高频整流为近似的直流电压，最后经过输出端的低通滤波器滤波，得到直流分量的电压。开关电源还包括光耦电流采样电路(图中未示出)，光耦电流采样电路与半桥LLC谐振电路100的输出端电连接，通过光耦电流采样电路获得光耦电流Iopto，通过光耦电流Iopto判断输出功率P的大小，光耦电流Iopto与输出功率P成线性关系。根据输出功率P的大小可判断负载端LOAD的工作状态，半桥LLC谐振电路根据负载端LOAD的工作状态设定于连续工作模式或跳周期工作模式或打嗝工作模式，进而调节等效开关频率，降低开关损耗。

开关电源还包括半桥LLC谐振电路的控制器，半桥LLC谐振电路的控制器与半桥LLC谐振电路电连接，控制器用于对半桥LLC谐振电路进行控制，具体用于控制上管HG、下管LG的导通和关断。半桥LLC谐振电路的控制器还与光耦电流采样电路电连接，用于接收光耦电流Iopto。

具体地，请参阅图1、图2以及图3，图2所示根据本发明的一实施例中一种半桥LLC谐振电路的控制方法的方法流程图，图3所示根据本发明的实施例中一种半桥LLC谐振电路的控制方法的跳周期工作模式的工作流程图。

如图2所示，执行步骤S201，检测半桥LLC谐振电路100输出至负载端LOAD的输出功率P。执行步骤S202，将半桥LLC谐振电路100输出至负载端LOAD的输出功率P与预设的第一功率阈值P1、第二功率阈值P2和第三功率阈值P3进行比较大小，且P3

接着，执行步骤S203，判断输出功率P是否大于第一功率阈值P1:

当输出功率P大于第一功率阈值P1，负载端LOAD的工作状态为重负载状态，执行步骤S204，将半桥LLC谐振电路100设定于连续工作模式。在连续工作模式中，半桥LLC谐振电路100的上管HG与下管LG连续交替导通，半桥LLC谐振电路100的输入端Vin接入电源，电流经过连续交替导通的上管HG与下管LG后进行输出，上管HG和下管LG通过控制器输出的开关信号HG1、LG1进行控制。请参阅图4，图4为当半桥LLC谐振电路100处于连续工作模式下上管HG与下管LG连续交替导通工作产生的开关信号波形图，开关信号HG1和LG1包括多个连续的周期性脉冲，开关信号HG1和LG1的周期由开关频率fsw决定，开关频率fsw越高，周期越短。随着上管HG与下管LG连续交替导通，谐振电流Ir1为连续的正弦波。

在连续工作模式下，即在输出功率P大于第一功率阈值P1的区域范围内，随着输出功率P的减小，输出的光耦电流Iopto随着输出功率P下降而增大，如图5所示，图5为半桥LLC谐振电路100在不同的工作模式下输出功率P与光耦电流Iopto的特性曲线图；开关频率fsw随着输出功率P下降而升高，如图6所示，图6为半桥LLC谐振电路100在不同的工作模式下输出功率P与开关频率fsw的特性曲线图。

由此可知，在输出功率P大于第一功率阈值P1时，开关频率fsw和光耦电流Iopto呈线性关系，随着输出功率P下降，光耦电流Iopto逐渐增大，开关频率fsw也逐渐增大。在此工作模式下，随着输出功率P下降，当负载端LOAD的工作状态处于轻负载状态时，开关损耗较大，效率较差。

因此，当输出功率P低于第一功率阈值P1时，为了改善轻负载的效率，半桥LLC谐振电路进入跳周期工作模式，具体地：

执行步骤S205，判断输出功率P是否大于第三功率阈值P3。当输出功率P大于第三功率阈值P3，负载端LOAD的工作状态为一般负载状态，执行步骤S206，将半桥LLC谐振电路100设定于跳周期工作模式。在跳周期工作模式时，半桥LLC谐振电路100的上管HG与下管LG交替导通第一时长T1后，上管HG与下管LG同时关断第二时长T2。半桥LLC谐振电路100的输入端Vin接入电源，电流经过连续交替导通的上管HG与下管LG后进行输出，上管HG和下管LG通过控制器输出的开关信号HG2、LG2进行控制，请参阅图7，图7为当半桥LLC谐振电路100处于跳周期工作模式下上管HG与下管LG先交替导通再同时关断工作产生的开关信号波形图，开关信号HG2和LG2在第一时长T1包括多个周期性脉冲，第二时长T2无脉冲信号，随着上管HG与下管LG交替导通第一时长T1再同时关断第二时长T2，谐振电流Ir2随开关信号变化而变化。在本申请的一实施例中，在第一时长T1，上管HG预设开启导通两次，且下管LG预设开启导通两次(图示中第一次导通的时间+第三次导通的时间＝第二次导通的时间)，形成两个周期，每个周期上管导通的时间与下管导通的时间的比值预先设置确定，在图7中比值为1:1，也即上管导通的时间与下管导通的时间在一个周期相等，当然比值也可以根据实际需要设置为其他比值。在本实施例中，上管导通、关断的次数、下管导通、关断的次数还可以预先设置其他数目，但导通的时长不预设，后面描述如何进行调节。其后，上管HG和下管LG同时关断第二时长T2，第一时长和第二时长构成一个周期，然后上管HG与下管LG再重复前面的周期。一个周期的开始点为开关信号LG2变为高电平，此时半桥中点Z处的电压Vz降为低电平，接下来开关信号HG2和LG2均为低电平，此时半桥中点Z处的电压Vz上升为高电平，然后开关信号HG2为高电平，半桥中点Z处的电压Vz维持高电平，其后开关信号HG2和LG2均为低电平，半桥中点Z处的电压Vz下降为低电平，其后，当上管HG与下管LG均关断，开关信号HG2和LG2均为低电平，此时，半桥中点Z处的电压Vz开始振荡，每个振荡周期的时长相同，为t。

当执行步骤S206，如图3所示，半桥LLC谐振电路100设定于跳周期工作模式时，即输出功率P小于第一功率阈值P1且大于第三功率阈值P3，执行步骤S208，将输出功率P与第二功率阈值P2进行比较大小，根据比较结果判断半桥LLC谐振电路100设定于何种跳周期工作模式。执行步骤S209，判断输出功率P是否大于第二功率阈值P2，当输出功率P大于第二功率阈值P2，执行步骤S210，控制半桥LLC谐振电路100工作于第一跳周期工作模式；当输出功率小于第二功率阈值P2，执行步骤S211，控制半桥LLC谐振电路100工作于第二跳周期工作模式。

当半桥LLC谐振电路100工作于第一跳周期工作模式时，即P2

首先，获取初始第二时长，其中，初始第二时长包括的振荡周期个数的初始值为N，N为正整数，进一步地，本领域技术人员可根据实际需求设置振荡周期个数的初始值。

其次，获取用于表征输出功率P的光耦电流Iopto，根据光耦电流Iopto确定振荡周期个数是增加或者减少。具体的，将获取的光耦电流Iopto与预设的第一电流阈值Iopto1和第二电流阈值Iopto2进行大小比较，且第一电流阈值Iopto1大于第二电流阈值Iopto2。当P2

每次振荡周期个数变化后，半桥LLC谐振电路会有一个动态时间tdynamic用于稳定工作状态，其在该时间后会处于工作稳定状态，其后可以允许振荡周期个数再次调节。在第一跳周期工作模式下，每个跳周期都可以实现ZVS(零电压开关)，而且该方法通过锁定振荡周期数，第一周期频率稳定大于或等于20KHz，较佳大于25KHz，避免音频噪声。

当振荡周期个数改变时，在光耦电流Iopto增大或减小的跳变点，对应的第一周期频率也会进行跳变。也就是当半桥LLC谐振电路在稳定工作状态，即光耦电流Iopto小于第一电流阈值Iopto1且大于第二电流阈值Iopto2时，随着输出功率P减小，光耦电流Iopto和第一周期频率均随着输出功率的减小而线性增大，但光耦电流Iopto大于第一电流阈值Iopto1时，振荡周期个数每增加i个，光耦电流Iopto和第一周期频率均发生跳变而减小。具体地，光耦电流Iopto和第一周期频率随输出功率变化的曲线特性图如图5和图9所示，当振荡周期个数增加i个时，光耦电流Iopto减小至第二电流阈值Iopto2，然后光耦电流Iopto又随输出功率P的减小而线性增大，对应的第一周期频率也随输出功率P的减小而线性增大。如图9所示，在第一输出功率P11和第二输出功率P12处，就是振荡周期个数增加导致第一周期频率减小的跳变点，第一周期频率减小到一定值后，在半桥LLC谐振电路处于稳定工作状态时，第一周期频率又随着输出功率P下降而线性增大。但是第一周期频率F每次线性增大的速率逐渐减小，因此，在整个第二时长T2区间，第一周期频率F是随着输出功率P的减小而减小，从图9可知，第一周期频率F在第一周期最大频率F1和第一周期最小频率F2内变化，表明随着输出功率P的减小，第一周期频率被有效控制在一个区间范围内，这样有效降低了等效开关频率，减少的开关频率过大带来的损耗。

当输出功率进一步降低时，振荡周期个数的数量增加n个，振荡周期个数为N+n，其中，n足够大，等效开关频率下降的速度会变慢，请参阅图6，在第一跳周期工作模式下，当振荡周期个数逐步增加后，等效开关频率下降速度也会逐渐减小，随着功率的不断减小，等效开关频率的曲线会偏离最优曲线(一般最优曲线在输出功率P1-P2之间变化比较缓慢，在输出功率P2-P3之间变化会比较陡)，导致振荡周期个数的增加对等效开关频率的影响不太显著，开关损耗很难减小，难以达到提升效率的目的。而且振荡能量会降低，后面对振荡周期个数不容易识别，基于这些原因，当输出功率P低于第二功率阈值P2时，半桥LLC谐振控制器控制半桥LLC谐振电路100进入第二跳周期工作模式。

当P3P2>P3。当功率确定后，根据曲线可以得到第二周期频率fskip且确定，从而第二周期确定。

在本实施例中，第二周期包括第三时长T3和第四时长T4，所述第三时长T3根据预设的输出功率-开关频率曲线(图6)或者输出功率-谐振电容电压变化量曲线(图13中图)确定，且在第三时长所述上管HG、下管LG开通、关断的次数预先设置，在本实施例中，上管HG、下管LG开通、关断的次数预设为2次、3次，同时下管LG开通3次包括1个完整的时长和两个一半的时长，构成两个完整的导通时长。在本实施例中，当功率确定后，开关频率或者谐振电容电压变化量就确定，进而可以确定上管HG、下管LG处于高电平的时长(导通)，在本实施例中上管HG、下管LG处于高电平的时长相等，由于上管HG、下管LG导通、关断的次数预设，且高电平的时长确定，从而第三时长就可以确定，进而第二周期减去第三时长就可以得到第四时长。

在本实施例中，第四时长T4包含的振荡周期个数根据上述方式计算确定。图10所示为半桥LLC谐振电路在第二跳周期工作模式时光耦电流Iopto与第二周期频率fskip的曲线特性图，在这里，第二周期频率fskip对应第二周期，为第二周期的倒数。在本实施例中，请参见图10，光耦电流Iopto与第二周期频率fskip的曲线为斜线，光耦电流具有两个端点值，第三电流阈值Iopto3和第四电流阈值Iopto4，且第三电流阈值Iopto3小于第四电流阈值Iopto4，第三电流阈值Iopto3大于第一电流阈值Iopto1,其中，第三电流阈值Iopto3限定了第二周期频率fskip的最大值fskip1，在本实施例中，第三电流阈值Iopto3为第一跳周期工作模式和第二跳周期工作模式的切换点，对应的输出功率P为第二功率阈值P2，在本申请的其他实施例中，第二周期频率fskip的最大值fskip1可根据半桥LLC谐振电路的输出功率进行设置，在其他实施例中第一跳周期工作模式和第二跳周期工作模式的切换点可以小于第三电流阈值Iopto3；第四电流阈值Iopto4限定了第二周期频率fskip的最低值fskip2，最低值fskip2大于或等于20kHz，较佳大于或等于25kHz，由此通过光耦电流Iopto确定最优的第二周期频率fskip曲线。当输出功率降低时，光耦电流Iopto增大，第二周期频率fskip随着光耦电流Iopto的增大而下降，得到图10。从图5可知，在输出功率P大于第三功率阈值P3且小于第二功率阈值P2时，光耦电流Iopto与输出功率P呈线性关系，由此可得，第二周期频率fskip也随着输出功率P降低而下降，得到图11。在第二跳周期工作模式时，随着输出功率P的下降，第二周期频率fskip减小，即第二周期增大，而第三时长T3已经确定，从而第四时长T4增大，第四时长T4对应的振荡周期个数也根据增加的时长进行增加，达到降低等效开关频率，提升效率的目的。

第二跳周期工作模式是通过调节第二周期的时长来调节等效开关频率，最优的时间调节点是在振荡周期的谷底时实现ZVS，当时间的变化处于振荡周期的谷底的前方(第四时长)，需要等待一段时间到达谷底，处于振荡周期时才能实现ZVS；当时间的变化处于振荡周期的谷底的后方，需要等待下一个振荡周期的谷底时才能实现ZVS，振荡周期个数的变化，导致第二周期频率会剧烈变化，在输出功率较高的时候，第二周期频率剧烈变化会导致音频噪声比较严重，在功率较低的时候，能够有效避免音频噪声。因此，在输出功率处于第一功率阈值P1与第三功率阈值P3时，通过第一跳周期工作模式和第二跳周期工作模式的结合，可以有效提升效率。

在本实施例中，请参见图6，第二跳周期模式下预设的输出功率-开关频率曲线为斜线(即在P3

第一跳周期工作模式的调整步骤最终如下：当负载变化后，对应的输出功率也要变化，控制器根据光耦电流Iopto调节开关频率，开关频率为上管HG导通一次、下管LG导通一次形成一个周期(图7中为两个周期，个数预设，导通的时长可调)，该周期的倒数即为开关频率，开关频率存在最大值和最小值，当开关频率调到最大值或者最小值还没到达想要的输出功率P(此时光耦电流Iopto必然大于Iopto1或小于Iopto2)，此后控制器控制调整第二时长T2包含的振荡周期数，反复调整最终使光耦电流Iopto介于第一电流阈值Iopto1和第二电流阈值Iopto2之间，此时开关频率介于最大值和最小值之间，然后再次调开关频率(图6中的三条斜线)，经过反复这样调整，最终调整达到想要的输出功率P，其中，第一时长T1和第二时长T2调整可以同步进行，也可以分前后。

第二跳周期工作模式的调整步骤最终如下：当负载变化后，对应的输出功率P也要变化，根据预设的输出功率-第二周期频率曲线确定第二周期频率，进而得到第二周期，同时根据预设的输出功率-开关频率曲线可以得到开关频率，进而得到导通时长，从而可以得到第三时长T3，第三时长T3得到后，可以根据计算获得第四时长T4。

随着输出功率P的下降，当输出功率P小于第三功率阈值P3时，负载端LOAD的工作状态为轻负载或零负载状态，执行步骤S207，控制半桥LLC谐振电路100工作于打嗝工作模式。请参阅图12，在打嗝工作模式下，半桥LLC谐振电路100的上管HG与下管LG交替导通第五时长T5后(也包括比较小的时间段同时关断)，上管HG与下管LG同时关断第六时长T6，且上管HG与下管LG交替开通的第五时长T5明显小于上管HG与下管LG同时关断的第六时长T6。半桥LLC谐振电路100的输入端Vin接入电源，电流经过连续交替导通的上管HG与下管LG后进行输出，上管HG和下管LG通过控制器输出的开关信号HG3、LG3进行控制，请继续参阅图12，图12为当半桥LLC谐振电路100处于打嗝工作模式下上管HG与下管LG先交替导通再同时关断工作产生的开关信号波形图，开关信号HG3和LG3在第五时长T5包括多个周期性脉冲，第六时长T6无脉冲信号，随着上管HG与下管LG交替导通第五时长T5再同时关断第六时长T6，谐振电流Ir3随开关信号变化而变化。

在打嗝工作模式下，如图5、图6所示，在输出功率P小于第三功率阈值P3的区间范围内，随着输出功率P的减小，输出的光耦电流Iopto不随着输出功率P下降而改变，开关频率fsw不随着输出功率P下降而改变。

由此可知，在输出功率P小于第三功率阈值P3时，负载端LOAD的工作状态处于轻负载或零负载状态，开关频率fsw和光耦电流Iopto维持在恒定值，不再继续随着输出功率P下降而逐渐增大，即在半桥LLC谐振电路100的上管HG与下管LG同时关断的期间，半桥LLC谐振电路100工作于低功耗模式，电路进入休眠模式，大大降低待机功耗，减少开关损耗，提高轻载效率。

本发明的另一实施例中，请参见图13，还可根据半桥LLC谐振电路的输出功率P调节谐振电容Cr上的电压变化量，本实施例与前面的实施例相似，不同点为前面的实施例控制器调节开关频率fsw，本实施例控制器调节谐振电容Cr上的电压变化量，最终图13中间的图的曲线也能达到图6曲线的开关频率。

当输出功率P大于P1时时，半桥LLC谐振电路在连续工作模式，光耦电流Iopto随着输出功率P降低而升高，谐振电容Cr电压变化量VCr随着输出功率P降低而降低，开关频率fsw(此时开关频率与第一周期频率是重合的)随着输出功率P降低而升高，由此可知，谐振电容Cr电压变化量VCr和光耦电流Iopto呈线性相关。

当输出功率P小于第一功率阈值P1且大于第二功率阈值P2时，半桥LLC谐振电路工作在第一跳周期工作模式，谐振电容Cr电压变化量VCr随着输出功率P降低而降低，谐振电容Cr电压变化量VCr和光耦电流Iopto呈线性相关，第一跳周期工作模式的具体内容请参见前面的内容描述，在此不再赘述；当输出功率P小于第二功率阈值P2且大于第三功率阈值P3时，半桥LLC谐振电路在第二跳周期工作模式，光耦电流Iopto随着输出功率P降低而升高，谐振电容Cr电压变化量VCr随着输出功率P降低而降低，由此可知，谐振电容Cr电压变化量VCr和光耦电流Iopto呈线性相关，且第二周期频率fskip随输出功率P的降低而下降，因此，第二周期频率F和光耦电流Iopto也呈线性关系。在本实施例中，在第二跳周期模式下，第三时长根据预设的输出功率-谐振电容电压变化量曲线确定，在本实施例中输出功率-谐振电容电压变化量曲线为斜线，同样的，在第一跳周期工作模式，当振荡周期数确定后，其输出功率-谐振电容电压变化量实际曲线也为斜线(图13中示意了三个斜线，每个斜线对应不同的振荡周期数)，且第二跳周期模式下预设的输出功率-谐振电容电压变化量曲线的斜率大于第一跳周期模式下的输出功率-谐振电容电压变化量实际曲线的斜率，也即第二跳周期模式下的输出功率-谐振电容电压变化量曲线更陡。当输出功率P小于第三功率阈值P3时，半桥LLC谐振电路工作在打嗝工作模式，负载端LOAD处于轻负载或空负载状态，光耦电流Iopto和谐振电容Cr电压变化量VCr维持不变。

本发明的另一实施例中的存储设备，其中存储多条指令，该指令适于由处理器加载并执行如图2和图3所述实施例控制方法对应的指令，具体执行过程及有益效果请参阅前述实施例，此处不做赘述。

本发明的又一实施例中的控制设备，请参阅图14，控制设备包括：

处理器1401，适于实现各指令；以及

存储设备1402，适于存储多条指令，指令适于由处理器加载并执行如图2和图3实施例控制方法对应的指令，具体执行过程及有益效果请参阅前述实施例，此处不做赘述。

本发明的一实施例提供了一种半桥LLC谐振电路的控制器，请参阅图15，该控制器包括检测判断模块1501，其用于对输出功率P进行检测判断；以及

第一跳周期控制模块1502，其用于当输出功率P小于预设的第一功率阈值P1且大于预设的第二功率阈值P2时，进入第一跳周期工作模式；

第二跳周期控制模块1503，其用于当输出功率P小于第二功率阈值P2且大于预设的第三功率阈值P3时，进入第二跳周期工作模式。具体执行过程及有益效果请参阅前述实施例，此处不做赘述。

在本实施例中，第一跳周期控制模块包括第二时长预设单元、光耦电流获取单元和振荡周期调整单元，其中，第二时长预设单元用于获取初始第二时长，其中，初始第二时长包括的振荡周期个数的初始值预设；光耦电流获取单元用于获取用于表征输出功率的光耦电流；振荡周期调整单元用于根据光耦电流增加或者减少振荡周期个数。

在本实施例中，振荡周期调整单元还包括第一振荡周期调节单元和第二振荡周期调节单元，第一振荡周期调节单元用于当光耦电流大于预设的第一电流阈值时，振荡周期个数增加i个以使第二时长增加；第二振荡周期调节单元用于当光耦电流小于预设的第二电流阈值时，振荡周期个数减小j个以使第二时长减小；其中，i、j为正整数，第一电流阈值大于第二电流阈值。

本发明的一实施例还提供了一种开关电源，其特征在于，包括半桥LLC谐振电路，还包括上述的半桥LLC谐振电路的控制器，控制器与半桥LLC谐振电路电连接。

本发明的一实施例还提供了一种电子装置，包括上述的半桥LLC谐振电路的控制器或者上述的开关电源。

应当理解的是，在本文中提及的“多个”是指两个或两个以上。本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的申请后，将容易想到本申请的其他实施方案。本申请旨在涵盖本申请的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本申请的一般性原理并包括本申请未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本申请的真正范围和精神由下面的权利要求指出。

需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于装置实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所揭露的仅为本申请较佳实施例而已，当然不能以此来限定本申请之权利范围，因此依本申请权利要求所做的等同变化，仍属本申请所涵盖的范围。