飞行时间传感器和感测方法

本申请是申请号为201910699841.9、申请日为2019年7月31日、发明名称为“飞行时间传感器和感测方法”的中国发明专利申请的分案申请。

相关申请的交叉引用

本申请要求享有于2018年7月31日提交的共同未决美国临时专利申请序列号62/712,952的权益，以引用方式将其并入本文。

背景技术

飞行时间(TOF)是物体、颗粒或波(例如，声波或电子波)的属性，涉及所述物体、颗粒或波通过介质行进花费多长时间。可以将TOF技术用于多种目的，包括测距和3D成像。

3D飞行时间(TOF)技术通过使用低成本CMOS像素阵列连同有源调制光源来提供3D成像而使机器视觉行业发生革命。构造紧凑、容易使用连同高精确度和帧速率使得TOF相机成为诸如计算机视觉、无人机和机器人应用的宽范围应用的有吸引力解决方案，。

3D飞行时间(TOF)相机通过利用调制光源照射场景并观测反射光来工作。测量照明和反射之间的相移并转换成距离。典型地，照明来自工作于人眼不可见的近红外范围(～850nm)中的固态激光器或LED。被设计成对同一光谱做出响应的成像传感器接收光并将光子能量转换成电流。注意，进入传感器中的光具有环境分量和反射分量。距离(深度)信息仅嵌入在反射分量中。因此，高的环境分量降低了信噪比(SNR)。

为了检测照明和反射之间的相移，通过连续波(CW)源，通常是正弦或方波来使光源脉冲化或被调制。方波调制更普遍，因为容易使用数字电路来实现。不过，正弦波可能导致较少失真。

脉冲方法简单直接。光源照射短暂周期(Δt)，在每个像素处，利用两个具有相同Δt的异相窗口C1和C2并行地对反射能量进行采样。测量在这些采样期间累积的电荷Q1和Q2并用于计算距离。相反地，CW方法每次测量获取多个样本，例如，通常调制频率的每个周期至少四个样本。使用这种技术，可以计算照明和反射之间的相位角φ以及距物体的距离d。

CW测量基于相位(其每2π循环一次(“相位缠绕”))的事实表示距离也将具有混叠距离。发生混叠的距离被称为歧义距离(damb)。由于距离缠绕，所以damb也是最大可测量距离。如前所述，如果希望延长可测量距离，则必须要减小调制频率，从而降低了距离测量的精确度。

市面上存在利用前述处理的TOF系统。不过，现有TOF系统并非集成方案，典型地涉及几个通用部件，以固件和软件对其编程以进行TOF测量，从而可以推导出深度和3D数据。这样的系统往往很笨重且昂贵。

此外，由于先前TOF传感器的检测器的光源和采样约束，通常采用方波信号，这导致更大的歧义和深度误差。

由于相位缠绕，在距离测量范围和测量精确度之间还有折衷。相位缠绕是指从物体反射的信号有歧义的距离。高精确度的方法需要高频调制，而高频调制限制了能够检测的物体的范围。

在基于反射波进行TOF测量时，可能有来自具有周期性调制的其他光源的干涉。这些其他光源可能与TOF传感器无关，或者可以是工作于相同物理空间中的其他TOF传感器。尤其有问题的是工作于同一物理空间中的其他TOF传感器，因为检测到的光可能是来自其他TOF传感器的直射光。

本领域的技术人员在阅读以下描述并研究附图的几幅图之后，现有技术的这些和其他限制将显而易见。

发明内容

现在将参考附图描述几个示例实施例，其中为类似部件提供类似附图标记。示例实施例意在例示，而并非要限制本发明。附图包括以下图：

图1是飞行时间(TOF)传感器的第一示例实施例的框图；

图2是TOF传感器的第二示例实施例的框图；

图3是用于操作TOF传感器的方法的流程图；

图4是示意图，示出了TOF传感器在第一频率f

图5是TOF传感器的第三示例实施例的框图；

图6是最大长度序列(MLS)发生器的框图；

图7是用于将所传输波形的相移反射波形与其他波形区分开的方法的流程图；

图8A是示出了MLS信号的示意图；

图8B是示出了MLS调制余弦波的示意图；以及

图9A和9B是MLS调制的余弦波脉冲的示意图。

具体实施方式

在图1中，通过举例而非限制阐述的飞行时间(TOF)传感器10包括TOF处理器12、驱动器14、模数转换器(ADC)16和信号调节器18。在某些实施例中，飞行时间传感器10被耦接到或还包括接口20、波形发射器22和波形接收器24。例如，接口20可以是外部发光二极管(LED)或激光器接口，波形发射器可以是LED或激光器，且波形接收器24可以是光电检测器件。在示例实施例中，飞行时间传感器10被实现为集成电路26。其他部件，例如接口20、波形发射器22和/或波形接收器24也可以被实现为集成电路26的部分。

TOF处理器12包括数字TOF端口28、数字输入端口30和数字输出端口32。驱动器14包括耦接到TOF处理器12的数字TOF端口28的数字驱动器端口34。ADC 16具有耦接到数字TOF处理器的数字输入端口的输出端口36。信号调节器18将波形接收器24耦接到ADC 16的输入端。接口20将驱动器14耦接到波形发射器22。应当指出，TOF处理器12可以充当以相关波形(例如，从反射波形导出)作为一个输入的相关器。

应当意识到，在本示例实施例中，集成电路26提供控制信号40以驱动(或调制)光源22。控制信号40优选耦接到驱动器14的额外驱动电子器件(例如，FET或MOSFET)以增大至光源(LED、激光二极管等)的功率，或者它可以独立提供电力以驱动光源22。

控制信号40生成可以用于确定由光源22发射的调制波形和光电检测器件24接收的反射波形之间的相位差的计算之间的相位差的时钟。作为非限制性示例，光电检测器件24可以是单光子雪崩二极管(SPAD)、硅光电倍增管(SiPM)、硅光电二极管、III-V族光电二极管、光电导体等。在某些实施例中，光电检测器件24可以是能够产生图像的光电检测器的阵列。光电检测器件24可以与透镜或镜筒(未示出)相关联，以增强光收集并方便像普通相机系统那样生成场景或对象/目标的图像。光电二极管被传感器系统中的电子器件单独读取。读出可以包括低噪声放大器和滤波器。读出还可以提供必要的反向偏置电压。在增益和放大和滤波之后，对信号进行采样并由快速ADC进行数字化，并将数据发送到电路进行计算。图2中示出了进行这种计算的控制器/微控制器的框图，再次示出了光电二极管和读出以更容易参考。

在图2中，通过举例而非限制阐述的TOF传感器10’包括TOF处理器12’、ADC 16和信号调节器18’，其中类似附图标记是指类似部件。在这一非限制性示例中，TOF处理器12’包括解复用器(DMUX)44、计数器46、第一求和器48、第二求和器50、第三求和器52、第四求和器54、第一时钟控制寄存器56、第二时钟控制寄存器58、第三时钟控制寄存器60、第四时钟控制寄存器62和CORDIC旋转器64。求和器48-54、时钟控制寄存器56-62和CORDIC旋转器64共同地包括相位估计器66。

在本示例中，DEMUX 44是1:2

如上所述，相位估计器66包括求和器48-54、时钟控制寄存器56-62和CORDIC旋转器64。在这一非限制性示例中，第一DEMUX输出Y0耦接到第一求和器48的输入，第二DEMUX输出Y1耦接到第二求和器50的输入，第三DEMUX输出Y2耦接到第三求和器52的输入，第四DEMUX输出Y3耦接到第四求和器54的输入。在本示例中，第一求和器48对解复用信号的正实数部分(∑+REAL)求和，第二求和器50对解复用信号的负虚数部分(∑-IMAG)求和，第三求和器52对解复用信号的负实数部分(∑-REAL)求和，第四求和器54对解复用信号的正虚数部分(∑-IMAG)求和。寄存器56-62分别针对系统时钟CLK的每个时钟周期锁存求和器48-54的求和值。

应当指出，CORDIC旋转器64仅仅是相位估计器的一个示例。相位估计器的其他示例包括反正切函数的多项式近似，或者反正切函数的查找表近似接着线性内插。例如，参见Ukil,Abhisek&Shah,Vishal&Deck,Bernhard.(2011)，Fast computation of arctangentfunctions for embedded applications:A comparative analysis.10.1109/ISIE.2011.5984330，以及P.Markstein,"A fast-start method for computing theinverse tangent,"17th IEEE Symposium on Computer Arithmetic(ARITH'05),2005,pp.266-271，所有这些文献都通过引用并入本文中。在这一非限制性示例中，CORDIC旋转器64通过数字方式将Volder的算法实现为CORDIC(坐标旋转数字计算机)算法，以高效率地计算双曲线函数和三角函数。CORDIC是逐数字位的算法的示例，其通过每次迭代处理一位(或比特)来迭代地收敛于答案。在没有硬件倍增器可用时，CORDIC密切相关于被称为伪倍增和伪划分的方法。收敛于答案所需的仅有操作是加法、减法、移位和表格查找。因此，CORDIC算法属于移位并相加算法的类别。CORDIC旋转器的设计和制造是本领域的技术人员公知的。

可以如下解释由CORDIC旋转器64实施的示例CORDIC算法。假设所接收的信号电流包含频率已知但相位

其中I(t)是来自放大器和滤波器，具有A

如果有参考信号(例如，至LED的控制信号，或来自振荡器调制光源的电信号)，那么

R(t)＝exp(2πif

可以将相位计算为：

可以理解，K的更高值表示更长的积分时间，在存在噪声的情况下，这改善了信噪比SNR并改善了计算

其中，参考信号为

反射信号相对于所发射(参考)信号的相移如下：

将要指出的是，将计算分解成4个离散的和以消除对相关过程中的倍增的需求。因此，用于高效率执行复杂相关的算法后面的数学如下：

或者

将要认识到，通过选择f

可以无歧义地检测到的距离的最大深度可以被写作

在本示例中，如下约束估计误差的标准偏差：

其中N是ADC在每个计算周期或积分时间之内读取的样本数量(例如，为了如上所述计算相位而加在一起的样本的数量)。SNR是针对那些读数之一的信噪比，f是调制频率。将要指出的是，频率越高，估计飞行时间的误差越低。不过，由于相位缠绕，d

图3是采用复杂相关和CORDIC去旋转来估计相位的示例过程的流程图68。过程68开始于操作70，在操作72中，利用f

图4是示意图，示出了使用两个调制频率，例如f

图5是通过举例而非限制阐述的TOF传感器10”的框图，其可以用于解决相位缠绕歧义，同时保持高分辨率。TOF传感器10”包括图3的TOF传感器10’，可以向其添加DEMUX44’、计数器46’和相位估计器66’。因此，在本示例实施例中，TOF传感器10”发展出两个相位估计器，即相位估计器66发展的

在本非限制性示例中，DEMUX 44’是n比特(5比特)控制的解复用器，其中n＝5，其信号输入通过线94耦接到ADC 16。因此，DEMUX 44’是1:2

应该指出的是，可以使用TOF传感器10”提供最优空间分辨率性能。参考或测距调制频率检测到场景中的物体，自动或编程地将第二信号调制频率调节到提供最高空间分辨率而没有相位缠绕的频率。

在示例实施例中，由包括多个码片(chip)(“比特”)并具有脉冲状循环自相关的二进制代码调制正弦波形。本领域的技术人员将要认识到，这样的二进制代码可以是各种类型的，包括最大长度序列(MLS)、Kasami代码和Gold代码。如本文所用，可以与“比特”互换地使用“码片”，“脉冲状”被定义为并表示信号的峰值自相关旁瓣(PSL)基本被抑制，例如，不超过序列长度的1/16。更具体而言，如本文所用，“脉冲状”表示信号的PSL可以从零(纯脉冲)直到序列长度的较小比例，例如，根据应用，序列长度的1/32、序列长度的1/16，或序列长度的1/8。本领域的技术人员将认识到，“脉冲状”的这一定义与具有周期性自相关函数的二进制代码相关，该函数密切近似狄拉克δ函数。作为非限制性示例，将更详细地论述包括多个码片并具有脉冲状循环自相关的MLS二进制代码。

在图6中，最大长度序列(MLS)发生器96包括最大线性反馈移位寄存器98和模2加法器100。在本示例中，移位寄存器98具有长度4。对于本示例实施例而言，由a

MLS的圆形自相关是Kronecherδ函数，DC偏移和时间延迟取决于其实施方式。对于±1常规做法：

其中s*代表复共轭，而[m+n]

图7是通过举例而非限制阐述的方法102的流程图，该方法用于将所传输波形的相移反射波形与其他波形区分开的。在操作104中，例如，从MLS发生器96，从查找表等获得具有脉冲状循环自相关属性的二进制代码。接下来，在操作106中，由二进制代码调制正弦(例如，余弦)波以在正弦载波上形成一系列比特(“码片”)。任选地，在这个操作106中的相邻码片之间提供间隙，如接下来将详细所述。然后在操作108中，将调制波形作为所传输波形来从例如LED或激光二极管传输。接下来，在操作110中，反射波形例如被光电检测器接收，并在操作112中使用与用于生成所传输波形的相同二进制代码而被解调。这一操作112可以任选地提供相邻码片之间的间隙(取代或结合操作106)，之后恢复所传输波形的初始信号。例如，在相关信号(例如，用于调制被调制波形的二进制代码)中的相邻码片之间提供信号间隙，以适应在反射波形中具有定时不确定性的符号变化。

将参考图8A、8B、9A和9B更详细地论述图7的操作106的过程。图8A示出了用于将余弦波MLS调制成若干比特或“码片”C，例如C0、C1……C5中的MLS信号，如图8B所示。在另一个示例实施例中，该序列中有255个码片。码片C可以具有+1或-1的值。亦即，对于每个正码片，有余弦波的正突发序列，对于每个负码片，有余弦波的负突发序列。可以由相位检测器将这些余弦波的突发序列解调成正和负脉冲118。在本示例中，脉冲构成序列+1、+1、-1、-1、+1、-1、+1。

如图8B中所示，任选地，在每个码片C之间为间隙，其中值为零，例如，信号停止短暂的时间，以适应具有定时不确定性的符号改变。亦即，如果调制余弦波的接收器尝试在两个码片之间符号改变时读取信号，可能会发生解码错误。通过在每个码片之间提供间隙，本实施例通过在相邻码片之间提供缓冲区而防止了在改变符号的码片之间发生比特错误。尽管这种技术可能在某种程度降低调制余弦波116的信号强度，但这被码片之间的符号改变期间发生的误差减小而远远抵消。应当指出，可以在传输之前，例如在所传输波形中，或者在接收到反射波形之后，提供码片C之间的间隙。在任一种情况下，都提供相关波形(例如，如图8B所示)作为相关器的一个输入，其包括具有脉冲状循环自相关属性以及相邻码片之间的任选间隙的二进制代码。

图9A是MLS调制余弦波120的示意图，图9B是MLS调制余弦波120的放大版本，以示出波形顶点处的间隙“G”。间隙的宽度“W”优选足以克服符号变化期间的任何定时不确定性，并仅代表相位信息而不代表幅度。

应当指出，可以通过传输已经包括间隙的信号或通过传输不中断的调制传输波形并在所接收的反射波形中插入等价间隙，从而实现间隙的益处。在任一种情况下，相关波形(例如，如图8B所示)形成相关器的输入。由于相关实质是两个信号之积的积分，所以无论倍增器或被乘数是否为零都不重要，因为在任一种情况下结果都将是零。

尽管已经使用特定术语和器件描述了各个实施例，但这样的描述仅仅用于例示的目的。使用的词语是描述词语而非限制。应当理解，本领域的普通技术人员可以做出改变和变化而不脱离书面公开和附图所支持的各发明的精神和范围。此外，应当理解，各其他实施例的各方面可以整体或部分互换。因此，意在根据本发明的真正精神和范围解释权利要求，而不加以限制或禁止反悔。