提取器

技术领域

本发明涉及具有带通滤波器和带阻滤波器的提取器。

背景技术

无线终端设备要求用一个天线对基于Celluler(蜂窝)方式的通信和基于Wi-Fi(注册商标)以及GPS(注册商标)的通信等基于不同的无线频带以及不同的无线方式的通信进行应对。作为应对该要求的一个方法，有时在无线终端设备的天线连接组合了带通滤波器(BPF)和带阻滤波器(BEF)的提取器，其中，带通滤波器(BPF)使具有一个无线载波频率的高频信号通过，带阻滤波器(BEF)不使具有该无线载波频率的高频信号通过，而使具有其它无线载波频率的高频信号通过。

在专利文献1中公开了一种具有如下结构的提取器，即，在公共的天线端子连接了带阻滤波器以及带通滤波器。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2018/168503号

发明内容

发明要解决的课题

然而，在组合了带通滤波器和带阻滤波器的提取器中，由于通过带通滤波器的高频信号的谐波，在比带阻滤波器的阻带靠高频侧的频带中，带通滤波器和带阻滤波器的隔离度变差。因此，存在如下问题，即，比上述阻带靠高频侧的频带中的带阻滤波器的插入损耗劣化。

因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种降低了带阻滤波器的插入损耗的提取器。

用于解决课题的技术方案

为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的提取器具备：外部连接端子、公共端子、第1输入输出端子以及第2输入输出端子；带阻滤波器，连接在所述公共端子与所述第1输入输出端子之间，将第1频带作为阻带；带通滤波器，连接在所述公共端子与所述第2输入输出端子之间，将与所述第1频带的至少一部分重复的第2频带作为通带；以及第1电感器，串联或并联地连接在将所述公共端子和所述外部连接端子连结的路径，所述带阻滤波器具有：一个以上的串联臂谐振器，由弹性波谐振器构成，配置在将所述公共端子和所述第1输入输出端子连结的串联臂；以及第2电感器，配置在所述一个以上的串联臂谐振器之中配置于最靠所述公共端子侧的串联臂谐振器与所述第1输入输出端子之间的所述串联臂，所述第1电感器和所述第2电感器进行电感耦合。

发明效果

根据本发明，能够提供一种降低了带阻滤波器的插入损耗的提取器。

附图说明

图1是实施方式涉及的提取器以及天线的结构框图。

图2是实施例涉及的提取器的电路结构图。

图3A是示意性地表示实施例涉及的弹性波谐振器的一个例子的俯视图以及剖视图。

图3B是示意性地表示弹性波谐振器的变形例的剖视图。

图4是实施例涉及的提取器的外观立体图以及示出提取器具有的电感器的配置结构的一个例子的基板俯视图。

图5是对实施例以及比较例涉及的带阻滤波器的通过特性进行了比较的曲线图。

图6A是对使实施例涉及的带阻滤波器的电感耦合度发生了变化的情况下的通过特性进行了比较的曲线图。

图6B是对使带阻滤波器的电容耦合度发生了变化的情况下的通过特性进行了比较的曲线图。

具体实施方式

以下，根据需要，参照附图并使用实施例、变形例对本发明的实施方式进行详细地说明。另外，以下说明的实施例以及变形例均示出总括性或具体的例子。在以下的实施例以及变形例中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。对于以下的实施例以及变形例中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。

另外，在以下的实施例以及变形例中，在安装于基板上的A、B以及C中定义为，“在俯视了该基板(或该基板的主面)的情况下，在A与B之间未配置C”是指，在俯视了该基板的情况下，俯视了该基板的情况下投影的C的区域不与下述线重复，该线是将构成A的外周的边之中与B最靠近的外边的任意的点和构成B的外周的边之中与A最靠近的外边的任意的点连结的线。

(实施方式)

[1.提取器的结构]

图1是实施方式涉及的提取器1以及天线2的结构框图。如同图所示，提取器1具备外部连接端子300、公共端子330、输入输出端子310以及320、带阻滤波器10、带通滤波器20、以及电感器31。

带阻滤波器10是连接在公共端子330与输入输出端子310(第1输入输出端子)之间并将第1频带作为阻带的滤波器(BEF：Band Elimination Filter，带阻滤波器)。

带通滤波器20是连接在公共端子330与输入输出端子320(第2输入输出端子)之间并将与第1频带的至少一部分重复的第2频带作为通带的滤波器(BPF：Band Pass Filter，带通滤波器)。

电感器31是连接在将公共端子330和外部连接端子300连结的路径的第1电感器。在本实施方式中，电感器31的一端与公共端子330连接，另一端与外部连接端子300连接。也就是说，电感器31串联配置在上述路径。另外，连接在上述路径的第1电感器也可以一端与该路径上的节点连接，另一端与接地连接。

也就是说，带阻滤波器10以及带通滤波器20经由公共端子330以及电感器31而与外部连接端子300连接。

外部连接端子300是用于连接外部设备和提取器1的端子，如图1所示，提取器1例如与天线2连接。

通过上述结构，提取器1例如将基于Celluler(蜂窝)方式的高频信号和基于Wi-Fi(注册商标)以及GPS(注册商标)的高频信号以高质量地向天线2进行传输。此外，将从天线2接收到的上述高频信号经由滤波器以及放大电路等向RF信号处理电路(未图示)以高质量地进行传输。第1频带以及第2频带例如是基于Wi-Fi(注册商标)的通信中使用的具有窄带宽的频带，此外，是基于GPS(注册商标)的通信中使用的具有窄带宽的频带。此外，在除第1频带以及第2频带以外的频带中，例如包含基于Celluler(蜂窝)方式的通信中使用的具有宽带宽的频带。

[2.带阻滤波器以及带通滤波器的电路结构]

图2是实施例涉及的提取器1A的电路结构图。如同图所示，提取器1A具备外部连接端子300、公共端子330、输入输出端子310以及320、带阻滤波器10A、带通滤波器20A、以及电感器31。实施例涉及的提取器1A是实施方式涉及的提取器1的一个具体例。

带阻滤波器10A是实施方式涉及的带阻滤波器10的一个具体例，具备串联臂谐振器101、102以及103和电感器11、12以及13。

串联臂谐振器101～103串联配置在将公共端子330和输入输出端子310连结的串联臂，各自由弹性波谐振器构成。另外，带阻滤波器10A中的串联臂谐振器的数量并不限定于三个，只要是一个以上即可。

电感器13是配置在将串联臂谐振器101～103和输入输出端子310连结的串联臂的第2电感器。在本实施方式中，电感器13配置在串联臂谐振器103与输入输出端子310之间的串联臂，不经由其它元件地与输入输出端子310连接。另外，配置在上述串联臂的电感器13(第2电感器)也可以不与输入输出端子310连接，例如，可以配置在串联臂谐振器101与102之间的串联臂，此外，还可以配置在串联臂谐振器102与103之间的串联臂。也就是说，电感器13配置在串联臂谐振器101～103之中配置于最靠公共端子330侧的串联臂谐振器101与输入输出端子310之间的串联臂。

带阻滤波器10A具有配置在将串联臂上的节点和接地连结的并联臂的第3电感器。电感器11是配置在对将串联臂谐振器101和102连结的串联臂上的节点和接地进行连结的并联臂的第3电感器。电感器12是配置在对将串联臂谐振器102和103连结的串联臂上的节点和接地进行连结的并联臂的第3电感器。

根据带阻滤波器10A的上述结构，在串联臂路径配置有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器101～103，因此能够实现具有陡峭度高的阻带以及低损耗的通带的带阻滤波器。此外，在并联臂路径配置有电感器11以及12，因此能够实现具有宽带的通带的带阻滤波器。另外，电感器11以及12可以没有，或者也可以置换为电容器等其它种类的无源元件。

带通滤波器20A是实施方式涉及的带通滤波器20的一个具体例，具备串联臂谐振器201、202、203以及204、并联臂谐振器251、252、253以及254、和电感器21。

串联臂谐振器201～204配置在将公共端子330和输入输出端子320连结的串联臂，各自由弹性波谐振器构成。

并联臂谐振器251～254分别配置在将串联臂上的不同的节点和接地连结的并联臂，由弹性波谐振器构成。

电感器21是配置在将并联臂谐振器251～254和接地连结的路径的第4电感器。

根据带通滤波器20A的上述结构，在串联臂路径配置有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器201～204，在并联臂路径配置有由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器251～254，因此能够实现具有低损耗的通带以及从通带到衰减带的过渡带的陡峭性的梯型的弹性波滤波器。此外，在并联臂路径配置有电感器21，因此能够对衰减带中的衰减极的频率以及衰减量进行调整而进行优化。

另外，带通滤波器20A中的串联臂谐振器的数量并不限定于四个，只要是一个以上即可。此外，配置在并联臂的电感器的数量并不限定于四个，只要是一个以上即可。此外，连接在并联臂谐振器与接地之间的电感器的数量是任意的，甚至可以没有。

此外，构成带阻滤波器10A以及带通滤波器20A的各弹性波谐振器可以是声表面波谐振器以及使用了BAW(Bulk Acoustic Wave，体声波)的弹性波谐振器中的任一者。另外，在声表面波中，例如还包含表面波、洛夫波、漏泄波、瑞利波、边界波、漏SAW、伪SAW、板波。

由此，能够实现具有更低的损耗且更高的陡峭度的带阻滤波器10A以及带通滤波器20A。

另外，带通滤波器20A也可以不由弹性波谐振器构成，除了LC谐振滤波器以及电介质滤波器以外，还可以是LC滤波器等，滤波器构造是任意的。

在此，电感器31和电感器13进行电感耦合。

在公共端子连接了带阻滤波器和带通滤波器的以往的提取器中，通过由于带通滤波器的非线性而产生的谐波，比带阻滤波器的阻带靠高频侧的带阻滤波器和带通滤波器的隔离度变差。因此，比带阻滤波器的阻带靠高频侧的频带中的插入损耗变差。

相对于此，根据本实施例涉及的提取器1A的上述结构，电感器31和电感器13进行电感耦合，从而在不经由串联臂谐振器101～103而经由外部连接端子300、电感器31以及13和输入输出端子310的旁路路径中，能够使比上述阻带靠高频侧的频带中的高频信号优先地通过。因而，在带阻滤波器10A的通过特性中，能够通过基于上述电感耦合的旁路路径对比上述阻带靠高频侧的频带中的插入损耗的劣化量进行补偿。也就是说，能够降低比上述阻带靠高频侧的频带的插入损耗。

另外，在本实施方式中，电感器13与输入输出端子310连接。

由此，在不经由带阻滤波器10A具有的全部的串联臂谐振器101～103而仅经由外部连接端子300、电感器31以及13和输入输出端子310的旁路路径中，使比上述阻带靠高频侧的频带中的高频信号优先地通过的(对振幅以及相位进行调整的)自由度提高。因而，在带阻滤波器10A的通过特性中，能够通过基于上述电感耦合的旁路路径对比上述阻带靠高频侧的频带中的插入损耗的劣化量最优地进行补偿。

此外，在本实施方式涉及的提取器1(实施例涉及的提取器1A)中，电感器31是用于使与外部连接端子300连接的外部电路(例如天线2)的阻抗和带阻滤波器10以及带通滤波器20的合成阻抗匹配的阻抗元件。

由此，使用用于取得与外部电路的阻抗匹配的电感器31来构成上述旁路路径，因此除了带阻滤波器10(带阻滤波器10A)以外无需追加用于形成上述旁路路径的电路元件。因而，能够在将提取器1(提取器1A)小型化的同时降低比带阻滤波器10(带阻滤波器10A)的上述阻带靠高频侧的频带的插入损耗。

以下，对实施例涉及的提取器1A与以往的提取器相比较能够降低带阻滤波器10A的插入损耗的原理以及作用进行详细地说明。

[3.弹性波谐振器的构造]

图3A是示意性地表示实施例涉及的弹性波谐振器的一个例子的概略图，(a)是俯视图，(b)以及(c)是(a)所示的单点划线处的剖视图。在图3A中，例示了具有构成带阻滤波器10A的串联臂谐振器101～103和构成带通滤波器20A的串联臂谐振器201～204以及并联臂谐振器251～254的基本构造的弹性波谐振器100。另外，图3A所示的弹性波谐振器100用于说明弹性波谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数以及长度等并不限定于此。

弹性波谐振器100包含具有压电性的基板5和梳形电极100a以及100b。

如图3A的(a)所示，在基板5上形成有相互对置的一对梳形电极100a以及100b。梳形电极100a包含相互平行的多个电极指150a和连接多个电极指150a的汇流条电极160a。此外，梳形电极100b包含相互平行的多个电极指150b和连接多个电极指150b的汇流条电极160b。多个电极指150a以及150b沿着与弹性波传播方向(X轴方向)正交的方向形成。

此外，如图3A的(b)所示，包含多个电极指150a以及150b和汇流条电极160a以及160b的IDT(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极54成为密接层541和主电极层542的层叠构造。

密接层541是用于使基板5和主电极层542的密接性提高的层，作为材料，例如可使用Ti。密接层541的膜厚例如为12nm。

主电极层542作为材料，例如可使用含有1％的Cu的Al。主电极层542的膜厚例如为162nm。

保护层55形成为覆盖梳形电极100a以及100b。保护层55是以保护主电极层542不受外部环境的影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的电介质膜。保护层55的厚度例如为25nm。

另外，构成密接层541、主电极层542以及保护层55的材料并不限定于上述的材料。进而，IDT电极54也可以不是上述层叠构造。IDT电极54例如也可以包含Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或合金，此外，还可以包含上述的金属或合金所构成的多个层叠体。此外，也可以不形成保护层55。

接着，对基板5的层叠构造进行说明。

如图3A的(c)所示，基板5具备高声速支承基板51、低声速膜52以及压电膜53，具有依次层叠了高声速支承基板51、低声速膜52以及压电膜53的构造。

压电膜53由50°Y切割X传播LiTaO

高声速支承基板51是对低声速膜52、压电膜53和IDT电极54进行支承的基板。进一步地，高声速支承基板51是与在压电膜53传播的表面波以及边界波等弹性波相比高声速支承基板51中的体波(bulk wave)的声速成为高速的基板，其发挥功能，使得将声表面波封闭在层叠有压电膜53以及低声速膜52的部分，不会泄漏到比低声速膜52和高声速支承基板51的界面靠下方。高声速支承基板51例如为硅基板，厚度例如为200μm。

低声速膜52是与在压电膜53传播的体波相比低声速膜52中的体波的声速成为低速的膜，配置在压电膜53与高声速支承基板51之间。通过该构造和弹性波的能量在本质上集中于低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波能量向IDT电极外的泄漏。低声速膜52例如是以二氧化硅为主成分的膜，厚度例如为670nm。

另外，根据基板5的上述层叠构造，与以单层使用压电基板的以往的构造相比较，能够大幅地提高谐振频率以及反谐振频率处的Q值。即，能够构成Q值高的弹性波谐振器，因此能够使用该弹性波谐振器来构成插入损耗小的滤波器。

另外，高声速支承基板51也可以具有层叠了支承基板和高声速膜的构造，其中，与在压电膜53传播的表面波以及边界波等弹性波相比在高声速膜传播的体波的声速成为高速。在该情况下，支承基板能够使用钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、蓝宝石、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、多铝红柱石、块滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种各样的高声速材料。

此外，图3B是示意性地表示弹性波谐振器的变形例的剖视图。在图3A所示的弹性波谐振器100中，示出了IDT电极54形成在具有压电膜53的基板5上的例子，但是如图3B所示，形成该IDT电极54的基板也可以是由单层的压电体层构成的压电单晶基板57。压电单晶基板57例如由LiNbO

上述的压电膜53以及压电单晶基板57也可以根据弹性波滤波器装置的要求通过特性等而适当地对层叠构造、材料、切割角以及厚度进行变更。即使是使用了具有上述的切割角以外的切割角的LiTaO

此外，形成IDT电极54的基板也可以具有依次层叠了支承基板、能量封闭层以及压电膜的构造。在压电膜上形成IDT电极54。压电膜例如可使用LiTaO

能量封闭层由一层或多个层构成，在其中至少一个层传播的弹性体波的声速与在压电膜附近传播的弹性波的声速相比为高速。例如，也可以成为低声速层和高声速层的层叠构造。低声速层是与在压电膜传播的体波的声速相比低声速层中的体波的声速成为低速的膜。高声速层是与在压电膜传播的弹性波的声速相比高声速层中的体波的声速成为高速的膜。另外，也可以将支承基板设为高声速层。

此外，能量封闭层也可以是具有如下结构的声阻抗层，即，交替地层叠了声阻抗相对低的低声阻抗层和声阻抗相对高的高声阻抗层。

在此，对构成弹性波谐振器100的IDT电极的电极参数的一个例子进行说明。

所谓弹性波谐振器的波长，由图3A的(b)所示的作为构成IDT电极54的多个电极指150a或150b的重复周期的波长λ规定。此外，电极间距为波长λ的1/2，在将构成梳形电极100a以及100b的电极指150a以及150b的线宽度设为W，并将相邻的电极指150a与电极指150b之间的间隔宽度设为S的情况下，用(W+S)来定义。此外，如图3A的(a)所示，一对梳形电极100a以及100b的交叉宽度L是电极指150a和电极指150b的从弹性波传播方向(X轴方向)观察的情况下的重复的电极指的长度。此外，各弹性波谐振器的电极占空比是多个电极指150a以及150b的线宽度占有率，是多个电极指150a以及150b的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，用W/(W+S)来定义。此外，若将相邻的电极指150a和电极指150b设为一对，则IDT电极54的对数N是多个电极指150a的根数以及多个电极指150b的根数的平均。

此外，将梳形电极100a以及100b的高度设为h。以后，将波长λ、交叉宽度L、电极占空比、IDT对数、IDT电极54的高度h等与弹性波谐振器的IDT电极的形状有关的参数称为电极参数。

[4.进行电感耦合的电感器的配置结构]

图4是实施例涉及的提取器1A的外观立体图以及示出电感器的配置结构的一个例子的俯视图。在图4的(a)中示出了提取器1A的外观立体图，在图4的(b)中示出了构成提取器1A的基板所内置的电感器的配置结构。

如图4的(a)所示，提取器1A具有：安装基板40；和基板60A以及60B，具有压电性。安装基板40是层叠了多个层的多层基板，例如可列举陶瓷多层基板以及PCB基板等。

带阻滤波器10A以及带通滤波器20A例如由声表面波谐振器构成。在基板60A上形成有构成带阻滤波器10A的串联臂谐振器101～103的IDT电极。在基板60B上形成有构成带通滤波器20A的串联臂谐振器201～204以及并联臂谐振器251～254的IDT电极。在安装基板40形成有电感器11～13、21以及31。

基板60A以及60B安装在安装基板40上，基板60A以及60B上的IDT电极和安装基板40的电感器经由配置在安装基板40上的连接电极电连接。另外，基板60A以及60B也可以是一片基板。也就是说，构成带阻滤波器10A的串联臂谐振器101～103的IDT电极和构成带通滤波器20A的串联臂谐振器201～204以及并联臂谐振器251～254的IDT电极也可以形成在一片基板上。

此外，带阻滤波器10A以及带通滤波器20A也可以内置于安装基板40，此外，还可以是，各滤波器的一部分内置于安装基板40，另一部分安装在安装基板40上。

在图4的(b)中，示出了形成在作为构成安装基板40的多个层中的一层的层40a的平面布线图案。电感器13以及31分别由形成在层40a的平面线圈图案构成。

如图4的(b)所示，在俯视了层40a的情况下，在电感器13的平面线圈图案以及电感器31的平面线圈图案中，电流的流动均成为顺时针，磁通方向变得相同。另外，在本实施方式中，所谓两个磁通方向相同，定义为该两个磁通方向矢量所成的角度为0度以上且45度以下。

由此，电感器13和电感器31因为磁通方向相同所以进行电感耦合(磁场耦合)，并且，能够将该电感耦合度的调整幅度确保得较大，因此能够在将提取器1A小型化的同时通过上述旁路路径以高精度地对比第1频带(带阻滤波器10A的阻带)靠高频侧的频带中的高频信号的优先通过进行调整。

进而，构成电感器13的平面线圈图案的卷绕轴方向和构成电感器31的平面线圈图案的卷绕轴方向相同。另外，在本实施方式中，所谓两个卷绕轴方向相同，定义为该两个卷绕轴所成的角度为0度以上且45度以下。

此外，如图4的(b)所示，在电感器13与电感器31之间未配置导电构件。由此，能够将电感器13和电感器31的电感耦合度确保得较高。不过，也可以在电感器13与电感器31之间配置有导电构件。

另外，电感器13以及31可以不由安装基板40的平面线圈图案构成，也可以是安装在安装基板40上的片状的电感器。即使在该安装结构中，通过配置为电感器13以及31的磁通方向相同，从而也能够通过上述旁路路径以高精度地对比第1频带(带阻滤波器10A的阻带)靠高频侧的频带中的高频信号的优先通过进行调整。

进而，电感器13以及31也可以分别由形成在构成安装基板40的多个层的多个平面线圈图案构成。

[5.实施例以及比较例涉及的提取器的比较]

图5是对实施例以及比较例涉及的带阻滤波器的通过特性进行了比较的曲线图。实施例涉及的带阻滤波器10A具有图2所示的电路结构，比较例涉及的带阻滤波器具有在图2所示的电路结构之中电感器13和31不进行电感耦合的电路结构。

在表1中，示出实施例涉及的提取器的电极参数以及电感器的电感值。另外，关于比较例涉及的提取器的各参数，除了电感器13以及31不进行电感耦合以外，与实施例涉及的提取器1A相同。

[表1]

此外，虽然在表1中未示出，但是在实施例涉及的提取器1A中，电感器13和电感器31的耦合系数为+0.2。另一方面，在比较例涉及的提取器中，电感器13和电感器31的耦合系数为0。也就是说，在实施例涉及的提取器1A中，电感器13和电感器31进行电感耦合，在比较例涉及的提取器中，电感器13和电感器31不进行电感耦合。

如图5所示，带阻滤波器10A是将GPS(注册商标)(中心频率：1575.42MHz)频带作为阻带的BEF。在图5所示的带阻滤波器的通过特性中，在阻带、比该阻带靠低频侧的通带、以及该阻带附近的高频侧的通带中，在实施例涉及的带阻滤波器10A与比较例涉及的带阻滤波器之间并未发现有意义的插入损耗的差异。相对于此，关于比3GHz靠高频侧的插入损耗，实施例涉及的带阻滤波器10A与比较例涉及的带阻滤波器相比变小(被改善)。

在比较例涉及的提取器中，通过由于带通滤波器的非线性而产生的GPS(注册商标)频带的高频信号的(2倍)谐波，在比带阻滤波器的阻带靠高频侧的频带(3GHz以上的频带)中，带阻滤波器和带通滤波器的隔离度变差。因此，比带阻滤波器的阻带靠高频侧的频带(3GHz以上的频带)中的插入损耗变差。

相对于此，在实施例涉及的提取器1A中，电感器13和电感器31以0.2的耦合系数进行电感耦合，从而形成不经由串联臂谐振器101～103而经由外部连接端子300、电感器31以及13和输入输出端子310的旁路路径。该旁路路径具有如下那样的通过特性，即，通过上述电感耦合使比带阻滤波器10A的阻带(第1频带)靠高频侧的频带的高频信号通过。

也就是说，电感器13和电感器31配置为上述旁路路径通过电感器13以及31的电感耦合使比带阻滤波器10A的阻带靠高频侧的频带的高频信号通过。

由此，在上述旁路路径中，能够不使上述阻带的高频信号通过，而使比上述阻带靠高频侧的频带中的高频信号优先地通过。因而，能够通过基于上述电感耦合的旁路路径对带阻滤波器10A的通过特性中的、比上述阻带靠高频侧的频带中的插入损耗的劣化量进行补偿，能够降低比上述阻带靠高频侧的频带的插入损耗。

图6A是对在实施例涉及的带阻滤波器10A中使电感器13以及31的电感耦合度发生了变化的情况下的通过特性进行了比较的曲线图。更具体地，在图6A中，示出了在实施例涉及的带阻滤波器10A中使电感器13以及31的电感耦合度(耦合系数)从+0.2变化至+1.0的情况下的通过特性和比较例涉及的带阻滤波器的通过特性(耦合系数为0)。

如图6A所示，随着使电感器13以及31的耦合系数从0向+1.0增加，比带阻滤波器10A的阻带靠高频侧的频带(3.0GHz以上的频带)中的插入损耗被改善。

由此，电感器13和电感器31的耦合系数最好大于0且为+1.0以下。换言之，电感器13和电感器31只要进行电感耦合即可。

另外，作为进一步增大电感器13以及31的耦合系数的结构，可列举设为如下结构等，即，(1)减小电感器13和电感器31的距离；(2)使电感器13的磁通方向和电感器31的磁通方向更加平行(使两个磁通方向所成的角度接近于0度)；(3)在电感器13与电感器31之间未配置导电构件。另外，电感器31具有取得与外部电路的阻抗匹配的功能，电感器13具有对经由了带阻滤波器10A的串联臂谐振器101～103的通过特性进行优化的功能，因此作为在维持这些功能的情况下增大上述耦合系数的方案，最好不使电感器13以及31的电感值变化。

图6B是对使比较例涉及的带阻滤波器的电容耦合度发生了变化的情况下的通过特性进行了比较的曲线图。更具体地，在图6B中，示出了在比较例涉及的带阻滤波器中使电感器13以及31的电容耦合度(耦合系数)从0变化至-1.0的情况下的通过特性。

如图6B所示，随着使电感器13以及31的耦合系数从0向-1.0减少，也就是说，随着电容耦合变大，比带阻滤波器的阻带靠高频侧的频带中的插入损耗变差。由此，电感器13和电感器31最好不进行电容耦合。

也就是说，在本实施例涉及的提取器1A中，电感器13和电感器31不进行电容耦合而进行电感耦合。

(其它变形例等)

以上，对本发明的实施方式以及实施例涉及的提取器进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式以及实施例。例如，对上述实施方式以及实施例实施了如下变形的方式也能够包含于本发明。

例如，在上述实施例中，作为带阻滤波器的阻带以及带通滤波器的通带而例示了GPS(注册商标)频带，但是也可以将Wi-Fi(注册商标)(2.4GHz或5GHz频带)以及LTE(LongTerm Evolution，长期演进)的Band32(通带：1452～1496MHz)中的任一者作为上述阻带以及上述通带。

此外，在上述实施例中，作为比上述阻带靠高频侧的频带，可以包含5GNR的n77，或者也可以是4G(LTE)的通信频段。

此外，上述的提取器1以及1A也可以具有如下结构，即，在与公共端子330相反侧的输入输出端子310以及320连接了其它带通滤波器。此外，上述的提取器1以及1A还可以具有如下结构，即，在与公共端子330相反侧的输入输出端子310以及320连接了PA(功率放大器)、LNA(噪声去除放大器)等。

此外，在本实施方式涉及的提取器1以及本实施例涉及的提取器1A中，在对附图公开的各电路元件以及信号路径进行连接的路径之间，也可以插入有其它电路元件以及布线等。

产业上的可利用性

本发明能够广泛地利用于使用了具备如下的提取器的前端电路、发送装置以及接收装置等的便携式电话等通信设备，该提取器能够应对基于不同的无线频带以及不同的无线方式的通信。

附图标记说明

1、1A：提取器；

2：天线；

5、60A、60B：基板；

10、10A：带阻滤波器；

11、12、13、21、31：电感器；

20、20A：带通滤波器；

40：安装基板；

40a：层；

51：高声速支承基板；

52：低声速膜；

53：压电膜；

54：IDT电极；

55：保护层；

57：压电单晶基板；

100：弹性波谐振器；

100a、100b：梳形电极；

101、102、103、201、202、203、204：串联臂谐振器；

150a、150b：电极指；

160a、160b：汇流条电极；

251、252、253、254：并联臂谐振器；

300：外部连接端子；

330：公共端子；

310、320：输入输出端子；

541：密接层；

542：主电极层。