恒流控制电路及芯片

技术领域

本发明涉及恒流控制领域，具体涉及一种恒流控制电路及芯片。

背景技术

发光二极管（LED）是一种能够将电能转化为可见光的固态的半导体器件，具有发光效率高，寿命长优点。LED具有二极管特性，需要使用恒流源驱动模块来控制LED。

恒流源驱动模块通常使用恒流控制芯片来制作，常规恒流控制芯片内部电路结构较为复杂，需要误差放大器，振荡器和复杂的控制逻辑电路。通过对采样电阻端电压与基准电压的差值进行放大运算后控制恒流控制芯片内的功率管导通和截止，使得流经LED的电流保持稳定，从而实现恒流。这种结构的恒流控制芯片需要很高精度的误差放大器和振荡器，电路结构复杂，对工艺和成本要求比较高。

发明内容

本发明提供了一种恒流控制电路及芯片，通过将采样电阻端的采样电压与预设的阈值电压比较后控制芯片内的功率管导通和截止，从而控制与LED连接的外部储能元件的平均电流，最终实现恒流输出。

本发明的实施例提供了一种恒流控制电路，包括采样模块、斜坡电压生成模块以及比较模块，其中：所述采样模块包括电压比较单元和电压调节单元，所述电压比较单元包括第一输入端、第二输入端、第三输入端以及第一输出端，所述第一输入端接收第一参考电压，所述第二输入端接收小于所述第一参考电压的第二参考电压，所述第三输入端接收流经外部储能元件的电流所对应的采样电压，其中当所述采样电压小于所述第一参考电压期间，所述电压比较单元的第一输出端根据所述采样电压与所述第二参考电压的比较结果输出电压调节信号至所述电压调节单元，所述电压调节单元根据所述电压调节信号控制所述电压调节单元的第一电压储存元件充电和放电，使得所述电压调节单元输出第一电压；所述斜坡电压生成模块用于根据外部功率管的状态控制所述斜坡电压生成模块的第二电压储存单元充电和放电，使得所述斜坡电压生成模块输出第二电压；以及所述比较模块用于将所述第一电压与所述第二电压进行比较，以获得随所述第一电压变化的控制信号，所述控制信号用于控制外部功率管的状态，从而控制流经外部储能元件的平均电流。

进一步的，当所述采样电压小于所述第二参考电压期间，所述电压调节信号控制所述第一电压储存元件充电，当所述采样电压大于所述第二参考电压且小于所述第一参考电压时，所述电压调节信号控制所述第一电压储存元件放电。

进一步的，所述第二参考电压被设置为大于所述第一参考电压与所述第二参考电压的差值。

进一步的，当所述采样电压小于所述第一参考电压期间，外部功率管导通，使得所述斜坡电压生成模块的第二电压储存单元充电，以及当所述采样电压大于所述第一参考电压期间，外部功率管截止，使得所述斜坡电压生成模块的第二电压储存单元放电。

进一步的，当所述采样电压大于所述第一参考电压时，所述电压比较单元的第二输出端输出信号至外部逻辑控制模块以控制外部功率管截止，所述电压调节单元输出的所述第一电压被保持在所述外部功率管截止前一时刻的电压，同时所述斜坡电压生成模块的所述第二电压储存单元放电以降低第二电压。

进一步的，当流过外部储能元件的电流下降至零之前，所述第二电压降低至小于所述第一电压时，所述比较模块输出控制信号以控制外部功率管导通。

进一步的，所述第一电压储存元件的充电时长增加，所述第一电压增大，使得外部功率管的截止时间减少。

进一步的，当流过外部储能元件的电流下降至零之前，所述第二电压始终大于所述第一电压，则所述比较模块输出控制信号以维持外部功率管截止。

进一步的，所述恒流控制电路还包括与所述第一电压储存元件连接的上电复位模块，用于向所述第一电压储存元件提供上电复位信号，为所述第一电压储存元件放电置零。

本发明的实施例还提供一种恒流控制芯片，所述恒流控制芯片包括如本发明任一实施例所提供的恒流控制电路。

本发明提供了一种恒流控制电路及芯片，通过将采样电阻端的采样电压与预设的阈值电压比较后控制芯片内的功率管导通和截止，从而控制流经外部储能元件的平均电流，最终实现恒流输出。相较于传统结构的恒流控制电路及芯片，本发明提供的恒流控制电路及芯片的内部电路结构中没有误差放大器和振荡器，其内部电路结构简单且对比较器性能要求不高，具有电路结构简单稳定、芯片面积小，成本低、外围电路简单的优点，从而能够降低LED恒流源驱动模块的成本。

附图说明

下面结合附图，通过对本发明的具体实施方式详细描述，将使本发明的技术方案及其它有益效果显而易见。

图1为本发明实施例提供的恒流控制系统的连接示意图。

图2为本发明实施例提供的恒流控制芯片的恒流控制电路的结构框图。

图3为本发明实施例提供的恒流控制芯片的恒流控制电路的连接示意图。

图4为本发明实施例提供的恒流控制芯片的内部模块的连接示意图。

图5为图3所示的恒流控制电路的示例性具体连接示意图。

图6为使用图5所示的示例性恒流控制电路的恒流控制系统的仿真图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接或可以相互通讯；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。

具体的，请参阅图1，图1为本发明实施例提供的恒流控制系统2000的连接示意图，所述恒流控制系统2000包括恒流控制芯片1000、采样电阻RCS、电感L1、电容C3、电容C4、电容C5、肖特基二极管D1、电源VIN，以及LED（如示例性的LED 1和LED 2）。当恒流控制芯片1000内的功率管NM1和NM2（如图4所示）导通时，电源VIN经由LED和电感L1、恒流控制芯片1000，再通过采样电阻RCS后至参考地，形成电流回路。因此，电感L1上的平均电流等于流经LED的平均电流，同时，电感L1的电流（IL）是按一定斜率增加的，而流经采样电阻RCS的电流等于电感L1上的电流，因此采样电阻RCS的电压也按一定斜率上升。由此可知，通过获取采样电阻RCS的电压变化可以获得电感L1上的电流的变化；并且，根据采样电阻RCS的电压变化控制内部功率管NM2的导通和截止，就能够控制电感L1上的电流的变化，从而控制电感L1的平均电流达到目标平均电流，实现恒流输出。

具体的，如图1所示，电源VIN为整个恒流控制系统2000的电源，其与所述恒流控制芯片1000的T1管脚、所述电容C4的第一端，所述肖特基二极管D1的负极、LED 1的正极以及电容C5的第一端连接。所述电容C4的第二端接地。所述电容C4是输出端电容，用于实现储能与滤波功能。恒流控制芯片1000的T2管脚与肖特基二极管D1的正极以及电感L1的第一端连接。所述电感L1的第二端与LED 2的负极连接。所述LED 1的负极与LED 2的正极连接。所述电容C5的第二端分别连接所述LED 2的负极和所述电感L1的第二端。所述电容C5是LED 1和LED 2的输出电容，即滤波电容。恒流控制芯片1000的T5管脚与所述采样电阻RCS的一端连接，所述采样电阻RCS的另一端接地。具体的，采样电阻RCS是电流采样电阻，当恒流控制芯片1000的内部功率管NM1和NM2（如图4所示）导通时，LED 1和LED 2的输出电流经电感L1从T2管脚流经内部功率管NM1和NM2后经采样电阻RCS至参考地，在T5端产生采样电压VCS，所述恒流控制系统2000根据所述采样电压VCS对内部功率管NM2的导通和截止进行控制，从而实现恒流控制系统2000的平均输出电流稳定，即达到恒流状态。在应用中通常选择调节电阻RCS的大小，用于调节恒流控制系统2000的恒流值，以适用于不同的恒流应用场合。肖特基二极管D1在内部功率管NM2截止时，为电感L1提供续流回路。此外，恒流控制芯片1000的T3管脚连接电容C3的第一端，所述电容C3的另一端接地。所述电容C3用于储能滤波。恒流控制芯片1000的T4管脚接地。

图2为本发明实施例提供的恒流控制芯片1000的恒流控制电路400的结构框图。所述恒流控制电路400包括采样模块401、斜坡电压生成模块402以及比较模块403，其中所述采样模块401包括电压比较单元4001和与所述电压比较单元4001连接的电压调节单元4002。所述比较模块403分别接收来自所述采样模块401和斜坡电压生成模块402的第一电压和第二电压后输出控制信号控制功率管NM2的状态，从而控制流经储能元件（即，如图1所示的电感L1）的平均电流。

图3为图1所示的恒流控制芯片1000的恒流控制电路400的连接示意图。具体的，所述电压比较单元4001包括第一输入端A、第二输入端B、第三输入端C以及第一输出端D，所述第一输入端A和第二输入端B分别接收第一参考电压V1以及小于所述第一参考电压V1的第二参考电压V2，所述第三输入端C接收流经储能元件（即，如图1所示的电感L1）的电流所对应的采样电压VCS，其中当所述采样电压VCS小于所述第一参考电压V1期间，所述电压比较单元4001的第一输出端D根据所述采样电压VCS与所述第二参考电压V2的比较结果输出电压调节信号至所述电压调节单元4002，所述电压调节单元4002根据所述电压调节信号控制所述电压调节单元4002的第一电压储存元件C1充电和放电，使得所述电压调节单元4002输出第一电压VC1。所述斜坡电压生成模块402根据功率管NM2（如图4所示）的状态控制所述斜坡电压生成模块402的第二电压储存单元C2充电和放电，使得所述斜坡电压生成模块402输出第二电压VC2，其中所述第二电压VC2为斜坡电压；以及所述比较模块403包括将所述第一电压VC1与所述第二电压VC2进行比较，以获得随所述第一电压VC1变化的控制信号，所述控制信号用于控制功率管NM2的状态，从而控制流经外部储能元件（即，如图1所示的电感L1）的平均电流。

当所述采样电压VCS小于所述第二参考电压V2期间，所述电压调节信号控制所述第一电压储存元件C1充电，当所述采样电压VCS大于所述第二参考电压V2且小于所述第一参考电压V1期间，所述电压调节信号控制所述第一电压储存元件C1放电。所述第二参考电压V2被设置为大于所述第一参考电压V1与所述第二参考电压V2的差值，即V2>V1-V2。

当所述采样电压VCS小于所述第一参考电压V1期间，功率管NM2（如图4所示）导通，使得所述斜坡电压生成模块402的第二电压储存单元C2充电，以及当所述采样电压VCS大于所述第一参考电压V1期间，功率管NM2截止，使得所述斜坡电压生成模块402的第二电压储存单元C2放电。

所述电压比较单元4001还包括第二输出端E，当所述采样电压VCS大于所述第一参考电压V1时，所述电压比较单元4001的第二输出端E输出OCP信号至逻辑控制模块300（如图4所示）以控制功率管NM2（如图4所示）截止，所述电压调节单元4002输出的所述第一电压VC1被保持在功率管NM2截止前一时刻的电压，同时所述斜坡电压生成模块402的所述第二电压储存单元C2放电以降低第二电压VC2。当流过外部储能元件的电流下降至零之前，第二电压VC2降低至小于所述第一电压VC1时，所述比较模块403输出控制信号以控制功率管NM2导通。所述第一电压储存元件C1的充电时长增加，所述第一电压VC1增大，使得功率管NM2的截止时间减少。当流过外部储能元件（即，如图1所示的电感L1）的电流下降至零之前，所述第二电压VC2始终大于所述第一电压VC1，则所述比较模块403输出控制信号以维持功率管NM2截止。

本实施例中的恒流控制电路400还包括与所述第一电压储存元件C1连接的上电复位模块，所述上电复位模块包括开关K5。所述上电复位模块用于向所述第一电压储存元件C1提供上电复位信号POR，为所述第一电压储存元件C1放电置零。

以下将参考图1至图3具体说明恒流控制电路400的工作原理。

如图3所示，V1、V2和V3为三个参考电压，所述三个参考电压由恒流控制电路400内部的参考电压产生模块404（如图5所示）提供。第二参考电压V2被设置为大于第一参考电压V1与第二参考电压V2的差值，第三参考电压V3被设置为使得为第一电压储存元件C1进行充放电的电流镜具有合适的工作区。ON信号、DRN信号和OCP信号为逻辑控制信号，其中DRN信号和OCP信号用于控制恒流控制芯片1000内部的功率管NM2（如图4所示）的导通和截止，ON信号以及前述电压调节信号用于控制恒流控制电路400内的开关K1、K2、K3和K4的断开和闭合。在本实施例中，开关K1、K3和K4是（P型金属-氧化物-半导体晶体管，即PMOS管），K2是（N型金属-氧化物-半导体晶体管，即NMOS管）。ON信号在功率管NM2导通期间为高电平，在功率管NM2截止期间为低电平。DRN信号为强制功率管NM2导通的信号，当DRN信号为高电平时，功率管NM2强制导通，DRN信号为低电平时，不再控制恒流控制芯片1000的功率管NM2（即维持功率管NM2的当前导通或截止状态），而是通过OCP信号来使功率管NM2截止，即OCP信号为高电平时，恒流控制芯片1000的功率管NM2截止，OCP信号为低电平时，不控制恒流控制芯片1000的功率管NM2截止。第三输入端C是电流采样端，其接收流过采样电阻RCS的电流所产生的采样电压VCS。在本实施例中，采样电压VCS为电感L1的电流IL流过采样电阻RCS所产生的电压VCS，即VCS=IL*RCS。通过电流采样端的采样电压VCS的变化可以采样功率管NM2导通时间内的恒流控制系统2000的平均输出电流，通过调整功率管NM2的导通时间和截止时间来控制平均输出电流，最终实现恒流输出目的。

本发明的基本原理是通过设置两个比较器（即比较器COMP1和比较器COMP2）的阈值电压点（即第一参考电压V1与第二参考电压V2），从而控制电感L1的平均电流来实现恒流输出。其中，第一参考电压V1与第二参考电压V2分别对应于电感L1的峰值电流和中心电流（中心电流为目标平均电流）。注意，对图3中示出的比较器COMP1、COMP2及其它元器件的具体功能以及连接关系将在以下结合图5进行具体阐述。具体的，参考图1至图3，在恒流控制芯片1000上电时，恒流控制芯片1000将电源VIN的电压VIN1降压为电压VDD，为内部其他模块供电，待稳定后，输出端没有电流，此时采样电压VCS小于V2，且小于V1，即电感L1的电流小于中心电流和峰值电流，OCP信号输出低电平，逻辑控制模块300（如图4所示）输出DRIVE信号控制功率管NM2（如图4所示）开启，此时，ON信号为高电平，电源VIN经由LED（LED 1和LED 2）和电感L1，功率管NM1（如图4所示）和NM2，再通过电流采样端（第三输入端C）及采样电阻RCS至参考地，形成电流回路。电感L1上的电流是按一定斜率增加的，此时采样电阻RCS的电流等于电感L1上的电流，采样电阻RCS的电压同样按斜率上升，即采样电压VCS按斜率上升。在采样电压VCS小于V2期间，采样模块401的开关K1闭合，K2断开，基准电流模块405（如图5所示）为第一电压储存元件C1恒流充电，充电电流I1；同时，在ON信号为高电平期间，斜坡电压生成模块402的开关K3闭合，K4断开，第二电压储存单元C2的电压被快速充电至V3（非恒流充电）。当采样电压VCS上升到大于V2且小于V1期间，即电感L1的电流大于中心电流，且小于峰值电流时，采样模块401的开关K1断开，K2闭合，第一电压储存元件C1以恒定电流I2放电，且I1=I2。当采样电压VCS略大于V1时，即电感L1的电流大于峰值电流时，OCP信号输出高电平，控制功率管NM2截止，电感L1的电流停止上升，且开始按一定斜率下降；当功率管NM2截止时，没有电流流过采样电阻RCS，则采样电压VCS等于零。

在上电初期，第二电压储存单元C2的电压很快便会被充至V3，然后进行周期性的恒流I3放电，即当OCP信号触发功率管NM2（如图4所示）截止时，第二电压存储单元C2以恒流I3放电，第二电压VC2呈斜坡下降，当下一周期功率管NM2导通时，第二电压存储单元C2的电压很快便会被充至V3，如此周期性循环。应当注意的是，第二电压存储单元C2使用固定电压V3进行充电，因此其被充电至V3的过程不是恒流充电；另外，为第二电压储存单元C2充电的电流远大于放电电流I3。如前所述，第一电压储存元件C1的充电电流I1与放电电流I2相等，所以只有充电时长大于放电时长，第一电压储存元件C1的电压VC1（即第一电压）才会持续上升，在第一电压储存元件C1的电压VC1持续小于第二电压储存单元C2的电压VC2时，恒流控制芯片1000工作在临界点模式（BCM）。当恒流控制芯片1000工作在临界点模式时，恒流控制芯片1000内部的过零检测模块200（如图4所示）检测到电感L1的电流降到零时，才会使恒流控制芯片1000的功率管NM2导通。电感L1的电流在功率管NM2导通前已经是零，所以功率管NM2导通后，电感L1的电流是从零开始按一定斜率增加，所以恒流控制芯片1000工作在临界点模式时，采样电压VCS均是从零开始上升，在从零上升到V2期间对第一电压储存元件C1进行充电，在采样电压VCS从V2上升到V1期间，对第一电压储存元件C1进行放电。在本实施例中，合理的设置V2和V1之间的关系，实现V2>V1-V2，使得恒流控制芯片1000工作在临界点模式下，采样电压VCS从零升至V2用的时间t1大于V2上升至V1的时间t2，即，实现对第一电压储存元件C1充电的时长t1大于放电时长t2，实现第一电压储存元件C1的电压VC1可以持续抬高。

当经过若干个充电周期后，在功率管NM2的某一截止时刻，第一电压储存元件C1的电压VC1出现过一次大于第二电压储存单元C2的电压VC2时，恒流控制芯片1000工作模式变更为连续模式（CCM），且第一电压储存元件C1的电压VC1周期性地上下小范围波动。在该模式下，电感L1的电流并不是降到零时才导通功率管NM2（如图4所示），即在此模式下，电感L1的谷值电流（起始电流）大于零，即采样电压VCS不是从零开始上升，此时对第一电压储存元件C1充电的时间慢慢减少，并最终稳定在对第一电压储存元件C1的充电时间t1等于放电时间t2。具体而言，当恒流控制芯片1000进入连续模式后，在功率管NM2截止时，ON信号为低电平，开关K1、K2均是断开状态，所以第一电压储存元件C1的电压VC1保持不变，即等于功率管NM2截止前的最后一时刻所对应的电压值；同时，第二电压储存单元C2通过恒流I3放电，其电压VC2是按照一定斜率降低的，当电压VC2下降到小于第一电压储存元件C1的电压VC1时，比较模块403（即，比较器COMP3）输出DRN信号为高电平，此时功率管NM2被强制导通，流过电感L1的电流从谷值电流（非零）持续增加，采样电压VCS随之持续增加。当流过电感L1的电流在采样电阻RCS上产生的采样电压VCS大于V1时，即当流过电感L1的电流达到峰值电流时，OCP信号输出为高电平以使功率管NM2截止。如此周期性地控制功率管NM2导通与截止，最终实现流过电感L1的平均电流恒定为目标平均电流。应当理解的是，电感L1的平均电流是峰值电流与谷值电流之和的一半。在本实施例中，峰值电流恒定（即对应于采样电压VCS达到V1时的电流）。由此可以推得，当恒流控制芯片1000工作在在连续模式下，功率管NM2的前一截止时间内电感L1的平均电流小于目标平均电流时，即在当前功率管NM2导通时间内，采样电压VCS的起始值较小，则对当前导通时间内的第一电压储存元件C1充电的时间t1增加（即t1>t2），电压VC1增大，则在当前截止时间内电压VC2（VC2的峰值固定为V3）下降到小于电压VC1的时间缩短，即功率管NM2截止时间缩短，从而增加了当前截止时间的平均电流。同理可得，功率管NM2的前一截止时间的电感L1的平均电流大于目标平均电流时，即在当前导通时间内采样电压VCS的起始值较大，则缩短对当前导通时间内的第一电压储存元件C1充电的时间t1（即t1

在本实施例中，如图3所示，POR信号是恒流控制芯片1000的上电复位信号，恒流控制芯片1000每次上电时，POR信号会短时间闭合开关K5以重置第一电压储存元件C1的电平信号。

如上所述，恒流控制芯片1000在达到稳定状态时功率管NM2（如图4所示）的开关周期（T）、导通时间（TON）以及截止时间（TOFF）的计算过程以及计算公式为：

1、当功率管NM2导通时，第一电压储存元件C1的充电的时间t1等于放电的时间t2，通过计算放电的时间t2，便可以计算出功率管NM2的导通时间TON，而第一电压储存元件C1的放电时间t2，是采样电压VCS从V2升至V1的时间决定的。

具体的，在功率管NM2导通时，电感L1两端的感应电压计算公式为：

△VL1=L*△I/△t

其中△t为功率管NM2的导通时间TON，△VL1=VIN1-VOUT，VIN1是电源VIN的输入电压，VOUT是输出端LED两端的电压（即LED 1和LED 2两端电压之和），L是电感L1的感量。因此，只要求出电感L1的电流变化量△I，便可以计算出△t，即TON。

功率管NM2导通期间（TON期间），电感L1的电流变化量△I对应于采样电阻RCS上产生的电压变化量，即2*(V1-V2)，这是由于是第一电压储存元件C1在功率管NM2导通期间有充电和放电两个状态，且在稳定状态时，充电的时间t1等于放电的时间t2。在放电时间t2时，电压变化量等于V1-V2，所以充电时采样电压VCS的变化量也等于V1-V2，则在功率管NM2导通期间的电压变化量就等于2*(V1-V2)，由此则可以计算出电流的变化量△I等于2*(V1-V2)/RCS，最终推导出达到稳定状态时功率管NM2的导通时间（TON）为：

TON=2*t1=L*△I/△VL1=L*2*(V1-V2)/RCS/(VIN1-VOUT)

2、功率管NM2截止期间（TOFF期间），电感L1的电流按照一定斜率下降，在TOFF期间，电感L1电流的变化量绝对值实际上等于TON期间电流的变化量绝对值，所以TOFF期间，电流的变化量△I’等于2*(V1-V2)/RCS；在TOFF期间，电感两端的感应电压△VL1’约等于VOUT（肖特基二极管D1的管压降忽略不计）。因此可以推导出达到稳定状态时功率管NM2的截止时间（TOFF）为：

TOFF=L*△I’/△VL1’=L*2*(V1-V2)/RCS/VOUT

从而能够通过公式T=TON+TOFF得到达到稳定状态时功率管NM2的开关周期T。

由于采样电阻RCS值的变化对应于电感L1的电流变化，所以，恒流控制芯片1000的开关周期与电感感量L、输入电压VIN1、输出电压VOUT和电感L1的电流变化相关。

采样电压VCS是电感L1的电流流经采样电阻RCS所产生的电压，当设置第二参考电压V2为电感L1的目标平均电流所对应的电压，则平均电流为V2/RCS。

图4为图1所示的恒流控制芯片1000（包括管脚T1-T5）的内部模块的连接示意图。所述恒流控制芯片1000包括内部电源及基准模块100、过零检测模块200、逻辑控制模块300、恒流控制电路400以及功率管NM1和NM2。在本实施例中，功率管NM1和NM2均为NMOS管。

内部电源及基准模块100通过管脚T1接收来自电源VIN的输入电压VIN1，内部电源及基准模块100的低压差线性稳压模块（图中未示出）将来自电源VIN的输入电压VIN1降压为VDD，为恒流控制芯片1000内的过零检测模块200、恒流控制电路400，以及高压功率管NM1的G端（栅极）供电。其中，高压功率管NM1的源极电压被限制在VDD-VTHNM1（VTHNM1为功率管NM1的导通电压降），故功率管NM2可以使用成本极低的低压功率管。在本实施例中，如图4所示，逻辑控制模块300通过输出DRIVE信号使功率管NM2导通，来完成恒流控制芯片1000的开关动作；相较于功率管NM1，功率管NM2的栅极（G端）寄生电容小很多，故其对恒流控制芯片1000的驱动能力要求不高。内部电源及基准模块100同样为内部电路模块（例如，恒流控制电路400）提供基准电压VREF，在本实施例中，VREF电压被设定为1.25V。其中内部电源及基准模块100还为恒流控制电路400提供上电复位信号POR，POR信号为每次上电时会被短暂置高的电压，用于给恒流控制电路400的第一电压储存元件C1放电置零。

恒流控制芯片1000还包括过零检测模块200，结合图3和图4所示，过零检测模块200通过T2管脚接收电感L1的电流。在刚上电时，第一电压储存元件C1的电压VC1远小于第二电压储存单元C2的电压VC2，比较器COMP3输出的DRN信号始终为低电平，因此不控制功率管NM2导通；此时，过零检测模块200能够实现：在TOFF期间，当检测到电感L1的电流降至零时，过零检测模块200输出ZCD信号至逻辑控制模块300，控制功率管NM2重新导通。当电感L1的电流从零开始上升，能够实现为第一电压储存元件C1充电的时间大于放电的时间，如此可以使第一电压储存元件C1电压VC1持续提高，经过一定时间后，第一电压储存元件C1的电压VC1在TOFF期间出现大于第二电压储存单元C2的电压VC2时，恒流控制芯片1000从临界点模式进入连续模式，此时过零检测模块200不再控制恒流控制芯片1000的内部逻辑，即不再控制功率管NM2的导通，而是由DRN信号根据电压VC1与VC2的比较结果控制功率管NM2导通。不论是临界点模式还是连续模式，OCP信号都用来控制功率管NM2截止。在连续模式，恒流控制芯片1000会逐步稳定功率管NM2导通和截止时间，最终达到恒流稳定状态。

逻辑控制模块300接收来自过零检测模块200和恒流控制电路400的控制信号（例如，DRN信号、OCP信号、ZCD信号），并对过零检测模块200和恒流控制电路400的控制信号进行处理，通过DRIVE信号控制功率管NM2的导通与截止，并通过ON信号控制恒流控制电路400的采样模块401（如图3所示）的开关。

恒流控制电路400接收来自内部电源及基准模块100以及逻辑控制模块300的信号，并通过管脚T5接收电感L1的电流流过采样电阻RCS所产生的采样电压VCS，当恒流控制电路400检测到电感L1的电流高于设定的峰值电流时（即，采样电压VCS大于第一参考电压V1），恒流控制电路400输出OCP信号到逻辑控制模块300，通过逻辑控制模块300使功率管NM2截止。当在连续模式时，功率管NM2截止时间的长短由恒流控制电路400控制，恒流控制电路400向逻辑控制模块300输出DRN信号为高电平时，能够使功率管NM2导通。因此，本发明通过限制最大电感电流，采样功率管的每个导通时间内的电感的平均电流，对功率管的截止和导通进行控制，从而调整电感的平均电流来实现恒流控制。

图5为图3所示的恒流控制电路400的示例性具体连接示意图。如图5所示，恒流控制电路400包括采样模块401、斜坡电压生成模块402、比较模块403、参考电压产生模块404以及基准电流模块405。其中所述采样模块401包括电压比较单元4001和电压调节单元4002。

基准电流模块405包括偏置电流源IBIAS，其为采样模块401与斜坡电压生成模块402提供对应电容充放电电流。其中I1为采样电容C1（即上述第一电压储存元件）的充电电流，I2为采样电容C1的放电电流，I3为斜坡电容C2（即上述第二电压储存单元）的放电电流。

参考电压产生模块404包括运算放大器OP1、PMOS管M1、电阻R1、电阻R2、电阻R3以及电阻R4。运算放大器OP1的第一输入端接收参考电压VREF，运算放大器OP1的输出端连接M1的栅极，M1的源极接收电压VDD，M1的漏极与电阻R1的一端形成第一公共端，所述第一公共端输出第三参考电压（例如，3.2V）至斜坡电压生成模块402。所述电阻R1的另一端与电阻R2的一端形成第二公共端，所述第二公共端连接运算放大器OP1的第二输入端。所述电阻R2的另一端与电阻R3的一端形成第三公共端，所述第三公共端输出第一参考电压（例如，300mv）至采样模块401的电压比较单元4001。所述电阻R3的另一端与电阻R4的一端形成第四公共端，所述第四公共端输出第二参考电压（例如，200mv）至采样模块401的电压比较单元4001。所述电阻R4的另一端接地。

参考电压产生模块404为电压比较单元4001以及斜坡电压生成模块402提供第一参考电压（例如，300mv）、第二参考电压（例如，200mv）和第三参考电压（例如，3.2V），由运算放大器原理可知电阻R1、R2之间的第二公共端的电压大小与基准电压VREF相等，因此调节电阻R1、R2、R3和R4比例的大小可以得到三个不同的恒压参考电压，为其他模块提供参考电压。

采样模块401的电压比较单元4001包括比较器COMP1和COMP2。COMP1的第一输入端接收第一参考电压（例如，300mv），COMP1的第二输入端和COMP2的第一输入端接收采样电压VCS，COMP2的第二输入端接收第二参考电压（例如，200mv）。COMP1的输出端输出OCP信号至逻辑控制模块300（如图4所示）。COMP2的输出端输出电压调节信号至电压调节单元4002。

采样模块401的电压调节单元4002包括与非门NAND1、与非门NAND2、非门INV1、PMOS管K1、NMOS管K2、电容C1以及NMOS管K5。NAND1的第一输入端接收来自COMP2的电压调节信号，NAND1的第二输入端接收来自逻辑控制模块300（如图4所示）的ON信号，NAND1的输出端分别连接NAND2的第一输入端以及INV1的输入端，NAND2的第二输入端接收ON信号。NAND2的输出端连接K1的栅极，K1的源极接收基准电流模块405提供的充电电流I1。INV1的输出端连接K2的栅极，K2的源极输出放电电流I2至基准电流模块405。K1的漏极与K2的漏极形成公共端，所述公共端连接电容C1的第一端，所述电容C1的第一端还连接至比较模块403的比较器COMP3的第一输入端，用于输出第一电压VC1，所述电容C1的另一端接地。K5的栅极接收内部电源及基准模块100（如图4所示）输出的POR信号，K5的漏极连接电容C1的第一端，K5的源极接地。

结合图4和图5，采样模块401的基本工作原理是：当功率管NM2截止，即ON信号为低电平时，INV1输出为低电平，K2截止，NAND2输出高电平，K1截止，电容C1没有充放电通路，此时电容C1为采样保持状态。当功率管NM2导通，即ON信号为高电平时，若采样电压VCS小于200mv时，COMP1和COMP2输出低电平，即COMP1输出OCP信号为低电平，COMP2输出的电压调节信号也为低电平，同时NAND2和INV1都输出低电平，使得K1导通、K2截止，电容C1开始充电，充电电流为I1；当采样电压VCS大于200mv小于300mv时，COMP2输出的电压调节信号为高电平，COMP1输出的OCP信号仍然为低电平，同时NAND2和INV1输出高电平，此时K1截止、K2导通，电容C1开始放电，放电电流大小为I2（I2=I1）。当采样电压VCS大于300mv时，COMP1和COMP2输出高电平，OCP信号（过流检测信号）输出高电平至逻辑控制模块300，以控制功率管NM2截止，从而电感L1通过肖特基二极管D1进入续流状态，此时ON信号转变为低电平，此时K1、K2截止，采样模块401进入采样保持状态。其中300mv是设定的采样电压VCS的最大值（即对应电感L1的峰值电流），其中200mv是设定的采样电压VCS的中心值（即对应电感L1的目标平均电流），即整个系统工作在连续模式的稳定状态下，电感L1的平均电流为0.2V/RCS。其中POR信号是恒流控制芯片1000的上电复位信号，每次上电时逻辑信号控制模块300会向采样模块401输出一个短时间为高电平的信号，用于泄放电容C1上的残留电荷，以免其对整个系统造成影响。

斜坡电压生成模块402包括运算放大器OP2、非门INV2、非门INV3、PMOS管K3、PMOS管K4以及电容C2。运算放大器OP2的第一输入端接收来自参考电压产生模块404的第三参考电压（例如3.2V）。运算放大器OP2的第二输入端连接其输出端。INV2的输入端接收来自逻辑控制模块300（如图4所示）的ON信号，INV2的输出端分别连接INV3的输入端和K3的栅极。K3的源极连接运算放大器OP2的输出端，INV3的输出端连接K4的栅极，K4的源极和K3的漏极连接并形成公共端，所述公共端连接电容C2的第一端，所述电容C2的第二端接地。K4的漏极输出放电电流I3至基准电流模块405。所述电容C2的第一端还连接至比较模块403的比较器COMP3的第二输入端，用于输出第二电压VC2。

斜坡电压生成模块402的运算放大器OP2用作电压跟随器，这是考虑到斜坡电压生成模块402需要给电容C2快速充电到第三参考电压（例如，3.2V），若直接用参考电压产生模块404的第三参考电压会造成参考电压产生模块404的参考电压波动，进而影响整个系统的精度和可靠性。当功率管NM2（如图4所示）导通，即ON信号为高电平时，INV2输出低电平，K3导通、K4截止，电容C2被充电到3.2V。当功率管NM2截止，即ON信号为低电平时，K3截止、K4导通，电容C2开始放电，放电电流大小为I3，此时电容C2输出的第二电压VC2呈斜坡下降趋势。

比较模块403包括比较器COMP3，其第一输入端接收采样模块401输出的第一电压VC1，其第二输入端接收斜坡电压生成模块402输出的第二电压VC2，其输出端输出DRN信号至逻辑控制模块300（如图4所示），用于控制功率管NM2（如图4所示）导通。当恒流控制芯片1000工作在临界点模式时，即第二电压VC2（即，斜坡电压）始终大于第一电压VC1时，DRN信号为低电平，其不控制功率管NM2的导通，而是由过零检测模块200（如图4所示）控制功率管NM2的导通。当功率管NM2截止时，第二电压VC2在某一时刻小于第一电压VC1，则恒流控制芯片1000工作在连续模式，同时DRN信号由低电平变为高电平，控制逻辑控制模块300导通功率管NM2，即功率管NM2从截止时刻开始至第二电压VC2下降至VC1的时刻，就是当前周期内的功率管NM2的截止时间。并且，当第一电压VC1增大，功率管NM2的截止时间缩短，电感L1当前周期的平均电流也就增大。通过控制功率管NM2的截止时间，就可以控制电感L1当前周期的平均电流。

图6为使用图5所示的示例性恒流控制电路400的恒流控制系统2000的仿真图，其中示出了在临界点模式（t0时间段内）以及连续模式（t01时间段）的第一电压VC1、第二电压VC2、LED电流（恒流控制系统2000的输出电流）以及电感电流的变化过程。同时参考图1至图5，在本实施例中的恒流控制系统2000中，采样电阻RCS被设定为571mΩ，并设定第一参考电压V1为300mv，第二参考电压V2为200mv，第三参考电压V3为3.2V。在其他实施例中，采样电阻RCS可以被设定为不同的阻值，以实现不同的恒流值。如图6所示，恒流控制系统2000上电后在t0时间段内工作在临界点模式，即电感L1电流达到限流值（VCS大于V1）时，功率管NM2截止，电感L1电流过零时，功率管NM2导通。在每个功率管NM2导通和截止的周期内，采样电容C1的电压VC1呈台阶状上升，当VC1接近3.2V时，系统进入连续模式（t01时间段），在此模式下，恒流控制系统2000会逐渐调整电感L1电流至目标平均电流，恒流控制系统2000进入稳定状态。

在本实施例中，当恒流控制系统2000工作在临界点模式时，设定电感L1的电流IL过零后导通功率管NM2，并设定电流达到峰值时使功率管NM2截止，则采样电压VCS（VCS=RCS*IL）将在0至V1（0~300mv）之间变化。由于电感L1的电流IL是线性的，在临界点模式下电感L1的平均电流Ibcm为该导通周期内的峰值电流与谷值电流和的一半，即，平均电流Ibcm=[(300mv+0)/RCS]*0.5，此时峰值电流对应于采样电压VCS为峰值电压V1（即，300mv）时的电流，而谷值电流对应于采样电压VCS为谷值电压0V时的电流。

如上所述，如果设定电感L1的目标平均电流为采样电压VCS等于第二参考电压（例如，200mv）时的电流，并且电感L1的电流在达到该目标平均电流后趋于稳定状态，则恒流控制系统2000可以在接收到采样电压VCS为300mv时使功率管NM2截止，并且在采样电压VCS为100mv时使功率管NM2导通，从而使电感L1的平均电流达到目标平均电流I=[(300mv+100mv)/RCS]*0.5。

实际操作中，当恒流控制系统2000工作在连续模式时，若功率管NM2导通时刻，接收到的起始采样电压VCS1小于100mv，也就表示上个截止周期电感L1的平均电流小于目标平均电流I。由于采样电压从100mv上升到200mv的时间与从200mv上升到300mv的时间相等（电感电流线性变化），因此采样电压VCS1从小于100mv上升到200mv的时间将会大于从200mv上升到300mv的时间。即电容C1的充电时间t1大于放电时间t2，从而增大当前截止周期的第一电压VC1。因此，在VC1增加后，其在功率管NM2截止周期内与第二电压VC2的交点就会前移，即第二电压VC2下降到小于VC1的时刻会前移，因此，功率管NM2截止时间减少了，而电感电流的变化是线性的，所以减少截止时间就相当于提高了平均电流。

同理，若功率管NM2在导通时刻接收到的起始采样电压VCS2大于100mv，也就表示上个截止周期电感L1的平均电流大于目标平均电流I。如上所述，由于采样电压从100mv上升到200mv的时间与从200mv上升到300mv的时间相等（电感电流线性变化），因此采样电压VCS2从大于100mv上升到200mv的时间将会小于从200mv上升到300mv的时间。即电容C1的充电时间t1小于放电时间t2，从而减小当前截止周期的第一电压VC1。因此，在VC1减小后，其在功率管NM2截止周期内与第二电压VC2的交点就会后移，即第二电压VC2下降到小于VC1的时刻会后移，因此，功率管NM2截止时间增加了，而电感电流的变化是线性的，所以增加截止时间就相当于降低了平均电流。

按照以上原理工作，恒流控制系统2000最终会将电感L1的平均电流稳定在目标平均电流I=[(300mv+100mv)/RCS]*0.5，实现恒流输出（即达到稳定状态）。

本发明提供的一种恒流控制电路及芯片，通过将采样电阻端的采样电压VCS与预设的阈值电压V1和V2比较，调整第一电压储存元件C1充电的时间，从而不断调整流过电感L1的平均电流使其达到目标平均电流，最终实现恒流输出（即达到稳定状态）。相较于传统结构的恒流控制电路及芯片，本发明的恒流控制电路及芯片的内部电路结构中没有误差放大器和振荡器，其内部电路结构简单且对比较器性能要求不高，具有电路结构简单稳定、芯片面积小，成本低、外围电路简单的优点，从而能够降低LED恒流源驱动模块的成本。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

以上对本发明实施例所提供的一种恒流控制电路及芯片进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的技术方案及其核心思想；本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例的技术方案的范围。